Tube-Town Forum
Technik => Tech-Talk Amps => Thema gestartet von: bea am 4.02.2011 17:56
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Hallo Leute,
eigentlich spiele ich schon länger mit dem Gedanken, einem meiner VJs etwas größere Endröhren zu spendieren. Weil mein AÜ 60 mA abkann, und weil der Netztrafo ebenfalls entsprechende Reserven zu besitzen scheint (da versuche ich gerade, weitere Infos zu bekommen), dachte ich an die 7591 auf einem Adapter Noval/Oktal - falls es sowas handelsüblich geben sollte. Natürlich mit angepasstem Arbeitspunkt und angepassten Betriebsspannungen, also R10 so klein wie möglich.
Was meint Ihr?
Beate
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Hallo Beate,
aus der 7591 bekommst Du nach Datenblatt 11 W bei 3K Ohm Anodenwiderstand und 300V Ub.
Ich beziehe mich auf den letzten Schaltplan, den Du im GA5 Modding angehängt hast.
Bei dem von Dir eingesetzten Trafo mit 5,2K Ohm wäre bei leichten Fehlanpassung bei z.B. einem 8 Ohm Lautsprecher der 16 Ohm Abgriff am Trafo wahrscheinlich die beste Lösung. Das führt zu 2,6 K an der Anode, wäre wohl zu verschmerzen.
Wenn Du R10 verkleinerst, mußt Du unter Umständen C9 vergrößern, falls Brumm auftritt.
Gruß
Hans- Georg
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Hallo Hans-Georg,
ja, danke für den Hinweis. Bis jetzt hatte ich ja nur in das spärliche Datenblatt von JJ geschaut. Allerdings wundert mich die Ausbeute von 11 W im A-Betrieb schon ein wenig angesichts einer maximalen Anodenverlustleistung von 19 W.
Anyway: ich werde mir vermutlich einen Gefallen tun, wenn ich die Röhre geringfügig drossele (-> Rk) - keine Ahnung, wie der ATRA0211 auf zu hohen Strom reagiert und lieber nichts riskieren. Deshalb auch die Idee, mit der Anodenspannung möglichst weit über die 300 V zu kommen.
Danke übrigens für den Hinweis wegen der Impedanz des AÜ (da schweigt sich JJ im Datenblatt ja leider aus). Es macht in meine Augen einen Sinn, das exemplarisch für 2.6 k und für 5.2 k durchzurechnen und vielleicht sogar mal auszuprobieren. Wie sieht das eigentlich mt "kalter" und "warmer" Abstimmung bei fehlangepassten Class-A-Endstufen aus? Da gibt es ja wohl zwei Einflüsse: einerseits den vom Ideal abweichenden Arbeitspunkt der Röhre, andererseits den Einflus des nicht optimalen Lastwiderstands?
Wegen des Brumms mache ich mir eigentlich nicht allzuviel Sorgen - schließlich hab ich ja bereits R6 so weit vergrößert, dass ich rein rechnerisch mit R10 auf 48 Ohm herunter kann und dann eben die Zeitkonstante der Originalschlautunzu halten. Meine Frage bezog sich auf irgendwelche Seiteneffekte, die ich übersehen haben könnte (Schwingneigung wie bei zu kleinen Werten für R13).
Grüße
Beate
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Hallo Beate
Ich hatte mir vor längerer zeit von hier http://www.duncanamps.com/ (http://www.duncanamps.com/) den Tube datasheet locator heruntergeladen, über ihn wird man meistens fündig.
Eine 2. Quelle, in der ich nachschlage, befindet sich hier: http://www.kytelabs.de/ (http://www.kytelabs.de/)
Bei Class A gibts keine "kalte" oder "warmer" Einstellung.
Der Ruhestrom sollte so eingestellt sein, daß bei Vollaussteuerung symmetrisch geklippt wird, es sei denn, Du möchtest spezifische Verzerrungen erreichen.
Gruß
Hans-georg
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Für mich stellt sich jetzt noch die Frage, ob es möglicherweise Röhren gibt, die besser geeignet sind.
Beate
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... im Prinzip kannst Du jede Leistungspentode einspannen und auf 300V Anode und 60 mA Anodenstrom einstellen. Wichtig wäre zu prüfen, ob der Netztrafo den ggfls erhöhten Heizstrom liefen kann. Natürlich muß auch der Platz vorhanden sein ;)
Gruß Hans- Georg
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Lasst mich mal diese alte Idee aufgreifen. Mit einer eventuellen Realisierung möchte ich mir Zeit lassen. Erst mal abschätzen, ob es überhaupt geht.
Mal von vorne mit ein paar Abschätzungen anfangen, ohne ganz spitz zu rechnen:
Faustformel für die günstigste Impedanz des AÜ (valve wizard):
Z = Ua^2 / Pa
Where:
Ua = Anode voltage.
Pa = Maximum anode dissipation.
Sei Ua=300 V, Pa ist bei der 7591 19 W => Z=4,7 kOhm.
Deutlich näher an den 5,2 kOhm des ATRA0211 als an den 3 kOhm von Svetlana.
Der Punkt Ua=300 V / Ia = 60 mA liegt knapp unterhalb der Grenzlasthyperbel; bei diesem Strom könnte man bis ca. 315 V hochgehen. Schön, passt m.E. gut als Arbeitspunkt.
Der Schirmgitterstrom wäre dann lt. Datenblatt 8 mA. Dazu noch die ECC83, macht insgesamt knapp 70 mA.
An G1 benötige ich dazu -8,9 V. Das entspräche einem Katodenwiderstand von 130 Ohm, der stolze 9 W verbraten würde. Weniger schön - auf der Platine des Valve Junior gehts ja eng zu. Wäre man da ggf. besser mit einem fest eingestellten Arbeitspunkt bedient?
Hinter R10 (dem ersten Widerstand in der Siebkette) benötige ich also 309 V.
Was sagt das Netzteil dazu?
Leider ist meine Doku an dieser Stelle nicht genau genug, aber fürs allererste könnten die Daten reichen:
Bei gezogenen Röhren, also einer Belastung nur durch den Bleeder, stellen sich 345 V ein.
Unter Belastung mit der EL84 bei 250 V, also einem Strom von 54 mA, stellen sich *vor* R10 so um die 318 V ein. Dieser Spannungabfall von 27 V entspricht einem Innenwiderstand des Netzteils von 520 Ohm; wenn ich 70 mA entnehme, wird er auf 36 V steigen. Es scheint also nicht ganz zu reichen - aber beinahe ist ja auch schon was.
Zur Alternative: Lastimpedanz 2,6 kOhm.
Bei 300V / 60 mA würde die Belastbarkeitsgrenze stellenweise überschritten. Auch die Aussteuerbarkeit sinkt: die Lastgerade schneidet die Ug1-Kurve knapp oberhalb des Knies und Ia=0 bei ca 450 V. Man würde hier wohl die Anodenspannung auf 250-270 V vermindern müssen (und hätte keine Informationen mehr über die Ia/Ua-Kennlinien :-( )
Insgesamt erscheint es mir sinnvoller, mit 5,2 kOhm Last zu arbeiten und ggf. sowohl Ia als auch Ua ein wenig zu reduzieren.
Fragt sich vor allem, wie gut der Trafo die Belastung auf Dauer verträgt.
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Minor update:
a) Ich sehe gerade, dass meine Geräte primär auf 240 V stehen. Das relativiert meine Bedenken wegen nicht ausreichender Spannung.
b) ich weiß nicht, was ich da letzte nacht gerechnet habe. 9.1 W füŕ den Katoden-C ist natürlich Unsinn.
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Ok, Zeitlimit ist abgelaufen, während ich den Knoten in meinen Gehirnwindungen so langsam entwirre.
Anbei mal die Kennlinien mit Arbeitsgeraden für 5,2 k und für 2,6 k. Weil die obere Grenze der erzielbaren Leistung ja (Delta_Ia * Delta_Ua)/2 ist, ergibt sich als maximale Leistung an 5.2 k 6.5 W und an 2.6 k ) W. Letzteres mit Hängen und Würgen und sehr deutlichen Verzerrungen. Ich frage mich inzwischen, ob das wirklich die Mühe wert ist.
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Um den letzten Gedanken aufzugreifen: für einen kompletten Neubau halte ich die Röhre für sehr interessant, besonders wenn man an einen OT von 3-3,3 kOhm herankommt.
Bedeutet die Kompression der Kennlinien zu kleiner (besonders negativer) Gitterspannung nicht, dass von der Röhre recht große geradzahlige Klirranteile zu erwarten sind? Also "warmer" Ton?
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Hi Bea,
wie bereits geschrieben bringt die 7591 ca. 11Watt, aber mit 13% Klirr,
ist wahrscheinlich besser als die EL84 .
13 % K ist sehr hoch, ob der aus K2 Komponenten besteht kannst du nicht aus den Kurven ableiten,
evt. läßt sich dies am Ozi prüfen, die Sinusschwingung zeigt bei Erreichung der Clippinggrenze in einem Scheitelpunkt eine runde symetrische Abflachung, der gegenüberliegende sollte dann noch halbwegs eine Sinusform haben, eckige, scharf trapezförmige beidseitige
(also enüberliegende) Ausformung der Scheitelpunkte ist meist K3 lastig .
Beim SE Amp, Pentode, Anoden und Gitterverlustleistung * 0,45 = x ergibt die ca. zur Verfügung stehende Nutzleistung, bei reiner
Triodenschaltung 0,33 * AGV . Das gilt auch nur bei sinvollen Arbeitspunkten .
Grüße Jörg
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Lasst mich dieses alte Projekt mal ausgraben. Wie ich schon schrieb, werde ich den Umbau auf die Oktalröhre nur machen, wenn ich mindestens 7.5 W aus dem Gerät heraushole, also 50% mehr. Danach sieht es zwar nicht aus, aber weil der Verstärker so schön übersichtlich ist, bietet es sich an, ihn mal möglichst umfassend in LTSpice zu simulieren.
Momentan stellen sich da ein paar Fragen im Umgang mit dem LTSpice:
- wie kann man bei der Mac-Version (LTSpice IV) in der .op - Analyse die Ströme in den Verbingen darstellen? Das hier beschriebene funktioniert in der Mac-Version nicht: http://www.zen22142.zen.co.uk/ltspice/dccircuits.htm
(nebenbei: die 11 W aus dem Datenblatt im Class-A Betrieb bei einer Röhre mit 19 W Anodenverlustleistung finde ich mehr als sportlich...).
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Hi bea,
die Ströme kannst Du nicht in den "Kabeln", sondern nur an den Bauteilen messen. Wenn Du mit der Maus über ein "Kabel" fährst, dann verwandelt sich der Cursor in ein Prüfspitze. Wenn Du über ein Bauteil oder bei Röhren über einen Anschluss gehst wird eine Stromzange daraus.
VG
Andreas
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Ja, in der .ac-Analyse ist das so. Die .op-Analyse funktioniert jedoch anders.
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Hi,
ist bei mir auch in der .op Analyse so, LTspice unter Macos 10.10.5, hab's vorher extra ausprobiert.
VG
Andreas
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Danke.
Dann heisst es also über den Spannungsabfall an geeigneten Widerständen rechnen...
Momentan bin ich übrigens überrascht, wie gering der Unterschied zwischen Bias über Katodenwiderstand und statischem Bias in dieser Schaltung ist. Sobald ich etwas mehr weiß, poste ich mal ein Bildchen.
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Hm, ich komme gerade nicht ganz mit:
Dann heisst es also über den Spannungsabfall an geeigneten Widerständen rechnen...
Du kannst doch den Strom durch den R direkt über dem Bauteil und an Röhren über den Pins mit der Stromzange messen.
VG
Andreas
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Ja, kann ich. Dann wird er frequenzabhängig in "dB" dargestellt. Finde ich unpraktisch; mich interessiert hier zunächst mal die statische Analyse, also das Gegenstück zu dem, was ich im Zuge einer eventuellen Inbetriebnahme auch messen würde, also Katodenstrom und Schirmgitterstrom.
Aber seis drum - ich bin ja schon soweit durch mit meiner Analyse, und es sieht tatsächlich so aus, als ob in der vorhandenen Umgebung eine 7591 sinnvoll betrieben werden könnte. Dazu später dann mehr. Jetzt gehts weiter voran - ich sollte mir mal das Großsignalverhalten anschauen (was ich noch nie gemacht habe).
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Hi,
wird bei mir in mA dargestellt. Hm. Ich habe, falls es noch von Interesse ist, mal die Datei, mit der ich das getestet habe, angehängt.
VG
Andreas
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Hallo ,
mein GA 5 klingt subjektiv doppelt so laut&fett mit 6l6/Kt66 Endröhre , 125dse AÜ und ersten Siebwiderstand durch Anodendrossel 156l ersetzen .
tschüß , Thomas
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Hallo ,
mein GA 5 klingt subjektiv doppelt so laut&fett mit 6l6/Kt66 Endröhre , 125dse AÜ und ersten Siebwiderstand durch Anodendrossel 156l ersetzen .
tschüß , Thomas
Genauso hätte ich das auch gemacht. :bier: Einfach ausprobieren!!! Bringt doch einen Heidenspaß bei den kleinen Dingern. :guitar:
Gruß Germy
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Für mich fängt der Spass schon damit an, dass mal nachzurechnen und dabei was zu lernen. Auf dem Papier etwas auszuprobieren, bevor ich den Lötkolben in die Hand nehme und hier, bevor ich Löcher ins Blech stanze. Hier war es wirklich vor allem die Neugier, mal etwas mit der 7591 zu rechnen.
Und klar: ne 6L6 hat so viele Reserven, dass man mal grob den Katodenwiderstand abschätzen kann und dann wird es tun. Da muss man keine Sorge haben, dass man die Röhre überlastet.
Der Innenwiderstand der Drossel ist mir übrigens etwas zu hoch - so weit müsste man auch den Widerstand noch verkleinern können. Besonders, wenn man den Reservoirkondensator etwas größer macht.
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Einfach ausprobieren!!! Bringt doch einen Heidenspaß bei den kleinen Dingern.
Meine beiden VJs machen bereits jetzt schon ganz schön Druck. Sogar mit dem Bass.
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Weil ich das nicht nochmal editieren kann, ein neuer Beitrag. Anbei der momentane Stand des Experiments.
Der Trafo im Valve Junior muss für die simulierten Spannungswerte in der 220-V-Stellung stehen; ggf. müsste also ein Vorwiderstand in die Heizung, z.B. 0.27 R oder 0.33 R mit mehr als 0.35 W (also 1W).
Übertrager ist ein Wüstens ATRA0211 mit 5.2 kOhm. Falls die Simulation hinreichend korrekt sein sollte, sollte ich recht nah an die ideale Anodenspannung der 7591 mit diesem Trafo kommen und auch keinen Stress mit dem maximalen Strom bekommen.
(http://www.tube-town.de/ttforum/index.php?action=dlattach;topic=13909.0;attach=50201;image)
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Hallo Thomas,
mein GA 5 klingt subjektiv doppelt so laut&fett mit 6l6/Kt66 Endröhre , 125dse AÜ und ersten Siebwiderstand durch Anodendrossel 156l ersetzen .
Nach etlichen Spice-Läufen bin ich inzwischen auch bei der 6L6. Man kommt wohl auf etwa 7-7.5 W bei 10% Klirr, und in der Sättigung auf 10 W.
Mit der 7591 erzielt man deutlich weniger und kommt beim Übersteuern in Konflikt mit der maximalen Anodenverlustleistung - allerdings nicht so drastisch wie bei der EL84. Wenn die bei 250 V zwischen Anode und Katode in die Sättigung getrieben wird, kommt sie auf knapp 8 W - und das mag sie nicht allzu lang. Jedenfalls nicht in meinem Verstärker.
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Mit der 7591 erzielt man deutlich weniger und kommt beim Übersteuern in Konflikt mit der maximalen Anodenverlustleistung - allerdings nicht so drastisch wie bei der EL84. Wenn die bei 250 V zwischen Anode und Katode in die Sättigung getrieben wird, kommt sie auf knapp 8 W - und das mag sie nicht allzu lang. Jedenfalls nicht in meinem Verstärker.
Hmm... das verstehe ich nicht so ganz,
bei Class-A-Schaltung ist doch normalerweise die Verlustleistung der Röhre am größten wenn sie sich im Ruhezustand, also ohne Signal, befindet. Bei Aussteuerung fällt doch dann der Teil, der an den Speaker abgegeben wird, weg - oder irre ich mich ???
Ich kann mir höchstens noch vorstellen, dass bei Übersteuerung noch zusätzlich Strom über die Schirmgitter fließt. Vielleicht noch Schirmgitter-Widerstand austesten?
Gruß mike
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bei Class-A-Schaltung ist doch normalerweise die Verlustleistung der Röhre am größten wenn sie sich im Ruhezustand, also ohne Signal, befindet.
Bei Class A ist der mittlere Ruhestrom immer konstant.
Die Schirmgitterströme habe ich in der Simulation ebenfalls ermittelt - sie sind satt auf der sicheren Seite. Der Längswiderstand in der Siebkette beträgt 4.2 kOhm; er wirkt wie ein Schirmgitterwiderstand entsprechender Größe - wegen der Pufferung durch die Kondensatoren halt nicht ganz so schnell.
Eine Röhre ist im Prinzip nichts anderes als ein gesteuerter Widerstand. Wenn der hinreichend klein wird, fließt halt so viel Strom, wie das Netzteil liefern kann. Und das ist in der Regel mehr als die Anoden aushalten.
Zurück zum eigentlichen Thema:
In bezug auf die 6L6-Variante gibt es ein fast vollständiges Teilergebnis - es fehlt die Schaltung für die Biasspannung. Die soll aus der Hochspannung generiert werden. Da werde ich mir wohl einen Blick auf die Zeitbomben gönnen.
Im untenstehenden Plan fallen die hohen Anodenwiderstände auf. Das ist noch locker innerhalb der Spec der ECC83 und gleicht die vergleichsweise geringen Eingangswiderstände der folgenden Stufen aus - die dynamische Last ist fast wie gewohnt. Wegen des statischen Bias muss der Gitterableitwiderstand der 6L6 klein sein - maximal 100 kOhm. Ein Mastervolumen lässt sich deshalb kaum realisieren. Aber in einem meiner Verstärker fehlt das ja eh. Den Widerstand vom Schirmgitter gegen Masse braucht es zur Stabilisierung der Schirmgitterspannung. Wegen der hohen Belastung des Netzteils reagiert sie sonst zu stark auf auch kleine Änderungen am Arbeitspunkt, und es besteht die Gefahr, dass sie größer als die Anodenspannung wird.
Im untenstehenden log sieht man, dass etwa 8 W bei 10% THD erreicht werden, also immerhin 40% mehr als mit der bis an die Grenze getunten EL84, und bei kleiner Aussteuerung erfreulich geringe Verzerrungen erwartet werden dürfen. Das würde ein Verstärker für Bass und meine Jazzgitarre.
(http://www.tube-town.de/ttforum/index.php?action=dlattach;topic=13909.0;attach=50253;image)
.step in=0.85
N-Period=1
Fourier components of V(out)
DC component:0.157466
Harmonic Frequency Fourier Normalized Phase Normalized
Number [Hz] Component Component [degree] Phase [deg]
1 1.000e+3 1.002e+1 1.000e+0 -161.36° 0.00°
2 2.000e+3 2.870e-1 2.864e-2 48.65° 210.01°
3 3.000e+3 5.369e-1 5.357e-2 -101.84° 59.52°
4 4.000e+3 1.652e-1 1.648e-2 -176.60° -15.23°
5 5.000e+3 8.401e-2 8.383e-3 74.13° 235.49°
6 6.000e+3 5.443e-2 5.431e-3 -47.40° 113.96°
7 7.000e+3 4.279e-2 4.270e-3 -157.69° 3.68°
8 8.000e+3 3.093e-2 3.086e-3 89.65° 251.01°
9 9.000e+3 2.360e-2 2.354e-3 -26.24° 135.12°
Total Harmonic Distortion: 6.398771%(6.408589%)
.step in=0.9
N-Period=1
Fourier components of V(out)
DC component:0.264288
Harmonic Frequency Fourier Normalized Phase Normalized
Number [Hz] Component Component [degree] Phase [deg]
1 1.000e+3 1.098e+1 1.000e+0 -161.47° 0.00°
2 2.000e+3 3.623e-1 3.299e-2 18.50° 179.97°
3 3.000e+3 8.716e-1 7.938e-2 -108.56° 52.91°
4 4.000e+3 2.035e-1 1.853e-2 164.12° 325.59°
5 5.000e+3 1.213e-1 1.104e-2 33.53° 195.00°
6 6.000e+3 9.677e-2 8.813e-3 -89.59° 71.87°
7 7.000e+3 7.245e-2 6.598e-3 158.27° 319.74°
8 8.000e+3 5.153e-2 4.693e-3 34.78° 196.25°
9 9.000e+3 4.332e-2 3.945e-3 -86.17° 75.30°
Total Harmonic Distortion: 8.951782%(8.978948%)
.step in=0.95
N-Period=1
Fourier components of V(out)
DC component:0.327321
Harmonic Frequency Fourier Normalized Phase Normalized
Number [Hz] Component Component [degree] Phase [deg]
1 1.000e+3 1.173e+1 1.000e+0 -161.18° 0.00°
2 2.000e+3 5.127e-1 4.370e-2 -3.86° 157.31°
3 3.000e+3 1.301e+0 1.109e-1 -114.23° 46.95°
4 4.000e+3 1.984e-1 1.691e-2 136.24° 297.41°
5 5.000e+3 1.857e-1 1.583e-2 -4.12° 157.05°
6 6.000e+3 1.378e-1 1.175e-2 -120.85° 40.33°
7 7.000e+3 9.415e-2 8.025e-3 118.47° 279.65°
8 8.000e+3 7.524e-2 6.413e-3 -17.86° 143.31°
9 9.000e+3 6.267e-2 5.341e-3 -139.23° 21.95°
Total Harmonic Distortion: 12.256270%(12.306296%)
.step in=1
N-Period=1
Fourier components of V(out)
DC component:0.297474
Harmonic Frequency Fourier Normalized Phase Normalized
Number [Hz] Component Component [degree] Phase [deg]
1 1.000e+3 1.220e+1 1.000e+0 -160.12° 0.00°
2 2.000e+3 7.063e-1 5.792e-2 -11.61° 148.51°
3 3.000e+3 1.820e+0 1.492e-1 -117.08° 43.04°
4 4.000e+3 1.895e-1 1.554e-2 72.07° 232.19°
5 5.000e+3 2.616e-1 2.145e-2 -29.51° 130.61°
6 6.000e+3 1.683e-1 1.380e-2 -149.09° 11.03°
7 7.000e+3 1.089e-1 8.929e-3 76.29° 236.41°
8 8.000e+3 9.909e-2 8.125e-3 -57.29° 102.83°
9 9.000e+3 6.333e-2 5.193e-3 -178.03° -17.91°
Total Harmonic Distortion: 16.338583%(16.386446%)
Measurement: ig2
step RMS(ix(u5:screen)) FROM TO
5 0.00184526 0 0.01
6 0.0024257 0 0.01
7 0.00289037 0 0.01
8 0.00317757 0 0.01
Measurement: power_out
step vrms**2/8
5 6.22658
6 7.57143
7 8.81957
8 9.76553
-
Hallo Beate,
Schöner Bericht über deinen Analysen!!
Hast du die Schaltung der Endstufe schon aufgebaut oder erst simuliert?
Wie du schon schriebst ist die Versorgung des Schirmgitters von entscheidender Bedeutung, wenn du ein einigermaßen konstantes Verhalten mit wenig Sag erwartest. Wie sieht's mit Kathodenbias aus? Macht sich das auf die Ausgangsleistung so bemerkbar in diesem Fall?
Gruss,
Laurent
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Katodenbias nimmt an dieser Stelle zu viel Spannung, besonders bei der 6L6. Aufgebaut habe ich noch nichts; das kann auch noch dauern. Zum einen muss ich noch die Biasversorgung konstruieren, zum anderen habe ich ja noch anderes in der Pipeline.
Inzwischen habe ich das mal auf die 7591 umgesetzt. Auch da komme ich auf bis zu 7.5 W, wenn ich wie bei der 6L6 recht deutlich gegenkopple. Spannungen und Ströme sind ganz ähnlich (abgesehen von der Biasspannung). M.E. zeigt sich da recht deutlich, dass eine Leistungspentode oder -tetrode eine spannungsgesteuerte Stromquelle ist.
Zurück zum Bauen: ich hab da noch einen missratenen Bausatz mit 2 EL84 mit Eisen von den beiden Wettbewerbern mit W von Dirk (ATRA0201 und Ü3). Da böte sich das gleiche an; ggf. ließe sich die Anodenspannung mit einem Printtrafo vergrößern. Das wäre fast noch interessanter als die SE-Version.
Was ich aber recht sicher machen werde, ist mir die Vorstufe nochmal vorzunehmen - und das werde ich auch einigermaßen zeitnah in den beiden VJs umsetzen; denn da brennts mir ein wenig unter den Nägeln. Anders sähe es wohl aus, wenn es eine dickere EL84 gäbe oder eine 7591/7868 mit Novalsockel.
Hier nochmal die Variante mit der 7591. Weil da immerhin 300 kOhm Gitterableitwiderstand zulässig sind, kann ich noch ein Master-Vol. einbauen.
.step in=0.95
N-Period=1
Fourier components of V(out)
DC component:0.537778
Harmonic Frequency Fourier Normalized Phase Normalized
Number [Hz] Component Component [degree] Phase [deg]
1 1.000e+3 1.048e+1 1.000e+0 170.05° 0.00°
2 2.000e+3 3.539e-1 3.378e-2 -59.62° -229.67°
3 3.000e+3 7.274e-1 6.944e-2 163.91° -6.14°
4 4.000e+3 5.544e-2 5.293e-3 42.59° -127.46°
5 5.000e+3 1.235e-1 1.179e-2 -84.39° -254.44°
6 6.000e+3 5.439e-2 5.192e-3 91.78° -78.27°
7 7.000e+3 2.675e-2 2.554e-3 0.18° -169.87°
8 8.000e+3 1.118e-2 1.067e-3 168.48° -1.57°
9 9.000e+3 1.089e-2 1.040e-3 18.33° -151.72°
Total Harmonic Distortion: 7.852146%(7.852791%)
.step in=1
N-Period=1
Fourier components of V(out)
DC component:0.729314
Harmonic Frequency Fourier Normalized Phase Normalized
Number [Hz] Component Component [degree] Phase [deg]
1 1.000e+3 1.086e+1 1.000e+0 171.09° 0.00°
2 2.000e+3 2.980e-1 2.745e-2 8.57° -162.53°
3 3.000e+3 1.185e+0 1.092e-1 160.40° -10.69°
4 4.000e+3 3.452e-2 3.180e-3 -124.74° -295.84°
5 5.000e+3 1.825e-1 1.681e-2 -78.49° -249.59°
6 6.000e+3 5.673e-2 5.226e-3 118.61° -52.49°
7 7.000e+3 7.457e-2 6.869e-3 -44.79° -215.88°
8 8.000e+3 1.125e-2 1.036e-3 38.61° -132.48°
9 9.000e+3 4.163e-2 3.835e-3 57.30° -113.79°
Total Harmonic Distortion: 11.426381%(11.427489%)
Measurement: ig2
step RMS(ix(u5:screen)) FROM TO
1 0.00640433 0 0.01
2 0.00659311 0 0.01
3 0.00683085 0 0.01
4 0.00714685 0 0.01
5 0.00759235 0 0.01
6 0.00791538 0 0.01
7 0.00809262 0 0.01
Measurement: vrms
step RMS(v(out)) FROM TO
1 5.52566 0 0.01
2 5.86532 0 0.01
3 6.22938 0 0.01
4 6.6288 0 0.01
5 7.07682 0 0.01
6 7.54103 0 0.01
7 7.95861 0 0.01
Measurement: power_out
step vrms**2/8
1 3.81662
2 4.30024
3 4.85065
4 5.49263
5 6.26016
6 7.10839
7 7.91744
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Wie du schon schreibst, die 6L6 und die 7591 haben einen anderen Bias als die EL84. De EL84 ist sehr empfindlich und braucht wenig Pegel, um durchgesteuert zu werden, allerdings die 6L6 schon. Hast du sichergestellt, dass der Pegel ausreicht, um die Endstufe voll auszusteuern?
Deine vorherigen Schaltung nach, brauchst du mind. 30Vpp am Gitter der Endroehre. Das hast du bestimmt schon durch die Simulation abgefrühstückt aber manchmal vergisst man grundsätzlichen Sachen, wenn man im Ideenrausch ist ;)
Gruss,
Laurent
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Hallo Lauren,
ja, ich habe darauf geachtet. Bei der 7591 ist es ja unkritisch - die ist fast genau so empfindlich wie die EL84. Aber es reicht auch mit der 6L6. Ich habe die Vorstufe bis hin zum Lastwiderstand immer auch für sich selbst untersucht.
Für die 6L6 gibt es sogar ein kommerzielles Beispiel: den Golden Tone Smart 10 mit angeblich 10 W aus einer 6L6. Ich hab zwar den Schaltplan (simpel: ECC83 mit je 1.5k/100k, 6L6 mit Katodenbias und 360V vom Netzteil, Besonderheit für SE: Abgriff der Anodenspannung direkt am Reservoirkondensator), weiß aber nicht genug über insbesondere den Übertrager, um das mal eben schnell nachvollziehen zu können.
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Dann ist alles gut.
Als OT ich waere der vom G5-Projekt empfehlenswert. Ich habe ein rumliegen. Der wird noch in so einer Schaltung mit dicker SE-Endstufe verwendet.
Direkt vom Ladeelko bei SE ist ja mutig aber warum nicht. Bei kommerziellen Amps ist ja alles machbar :)
Gruss,
Laurent
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Mhmm, in beide Geräte habe ich einen ATRA0211 vom Jan, den man zuerst fragt, eingebaut. Der ist für 60 mA spezifiziert und würde nach Auskunft des Lieferanten auch noch 70 mA verkraften (aber ich bleibe ja unterhalb der 60 mA, wenn auch knapp). Mit den originalen Winzlingen wäre ich das nicht angegangen.
Bisher war ich der Ansicht, dass ein SE-Verstärker zu sehr brummen würde, wenn man die Anodenspannung direkt am Ladeelko abgreift - ganz im Unterschied zu PP-Endstufen, wo sich die Brummanteile ja aufheben.
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Hallo in die Runde,
ich den letzten Tagen habe ich dieses Projekt mal wieder hervorgekramt und mich mit der noch fehlenden Bias-Versorgung beschäftigt. Die hatte recht deutliche Auswirkungen auf die Gitterableitung der Röhren, und es war schon ein wenig Pfriemelei im Detail, das so hinzubekommen, dass es zusammenpasst und dass die ECC83 trotz ihres großen Innenwiderstands die 6L6 durchsteuern kann. Jetzt klappt es, sogar mit Master-Vol.
Hier mal die erste Skizze und die Frage an die Erfahreneren, ob ich da ggf noch was übersehen habe.
Weil ich die Änderungen nicht mehr auf dem Platinchen durchführen, sondern den Verstärker komplett neu aufbauen möchte, kann ich mir ja mal den Spaß erlauben, probehalber mit eine ECF802 zu arbeiten.
Leider gibt es keine Spice-Modelle dieser Röhre. Die Triode scheint der der ECC81 ähnlich zu sein, aber die Pentode?
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So, hier mal der letzte Stand. Andere Röhrenmodelle, die besonders Beam-Tetroden besser modellieren sollen, etwas kleinere Spannungen (da war ein Fehler in den ersten Entwürfen), keine Master-Vol, Überarbeitungen an der Siebkette und vor allem an der Eingangsstufe.
Als Eingangsstufe habe ich mal mit einem µ-Folger gespielt. Und jetzt scheint das Teil ein High-Gain-Monster geworden zu sein, das bei etwa 8 W clipt und bei voller Übersteuerung 10 W herausholt. Die Schirmgitterverlustleistung scheint im Rahmen zu bleiben. Aber jetzt brauche ich vor dem Eingang ein Lautstärkepoti ...
Inzwischen zweifle ich, ob ich wirklich beim GA-5 als Basis bleiben sollte. Irgendwo fliegt noch ein Trafo aus einem Telefunken-Tonband rum, der *vielleicht* 10% mehr leistet und an 220 V 270V Anodenspannung liefert. Wenn das stimmt, könnte ich auch über einen anderen Übertrager nachdenken, z.B. die verbesserte Version des ATRA0211.
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Auch wenn es möglicherweise niemanden hier interessiert - ich lasse das Thema ungern offen.
So ganz optimal war die oben gezeigte Schaltung noch lange nicht. Es müssen ja einender widerstrebenden Dinge unter einen Hut gebracht werden: zum einen eine hohe Aussteuerbarkeit des Eingangs, zum anderen muss auch der Headroom, der von der Anodenspannung vorgegeben ist, voll ausgenutzt werden. Im obigen Beispiel konnte ann auch die ECC83 nicht mehr genügend Strom zum Ansteuern der Klangregelung liefern.
Hier also eine verbesserte Variante des 6L6-Geräts mit µ-Folger im Eingang. Vor allem wegen der für einen µ-Folger nicht allzu großen Betriebsspannung musste ich ziemlich hin- und herpotimieren, damit sowohl die Aussteuerbarkeit des Eingangs als auch die des Ausgangs der Stufe zusammenpassten. Eingangsspannungen bis zu +-1.5 V sind möglich, ohne dass die Eingangsstufe übersteuert (ok, sie hat dann 5.3% Gesamtklirr).
Die Eingangsempfindlichkeit für Vollaussteuerung liegt bei 55 mV; es gibt sogar noch ein wenig Luft. Mir war es wichtiger, den Ausgang der zweiten Röhre nicht zu arg zu belasten. Bei nicht allzu großen Eingangspegeln kann man die Verzerrungen der µ-Folger-Stufe gegenüber dem, was die anderen beiden Stufen erzeugen, vollkommen vernachlässigen (Klirrfaktor sehr deutlich unter 1%).
Bei voll aufgedrehtem Gain-Poti wird zunächst am Steuergitter der zweiten Stufe übersteuert. Dazu reichen 100 mV am Eingang aus. Ich finde das ziemlich praktisch, weil die dahinterliegende Schaltung noch vollkommen "normal" das verstärke, was am Steuergitter erscheint.
Wenn man das zweite Poti zudreht, kann man leise verzerrt spielen, wenn man es mal braucht. Im Normalbetrieb ist es voll geöffnet und stört nicht. Bei sehr hoher Aussteuerung der Endröhre geht zunächst auch deren Steuergitter in die Begrenzung.
In den Simulationen werden konsistent knapp über 8 W erreicht, auch bei Ruheströmen von 50 mA - dann allerdings auf einem spürbar höheren Verzerrungsniveau.
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Hi Bea,
na ja, ob es 8 Watt sind ?
Anoden-Gitterverlustleistung mal 33%,
das ist die im Idealfall abgreifbare Leistung in SE Betrieb ,am AÜ Ausgang
und da die Lastgerade ständig schwankt, die Box hat ja nicht durchgehend 8 Ohm,
ändert sich die abgreifbare Leistung und die Verzerrungen
Grüße, Jörg
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Das gilt aber in gleichem Maß auch für die 5.7 W einer EL84 (bei 11.5 W Anodenverlustleistung, btw), nicht wahr?
Mit anderen Worten: die "Pi mal Daumen 40% mehr" sind doch wichtiger als die "genaue" Leistung?
Übrigens interessiert mich der Vorverstärker deutlich mehr, weil man den ja auch vor andere Endstufen klemmen kann. Und da hab ich noch ein paar andere Kandidaten.