Tube-Town Forum
Technik => Tech-Talk Amps => Thema gestartet von: bea am 3.08.2010 15:38
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Jetzt fängt die Tussi noch ein weiteres Projekt an...
... mögen einige denken (aber tröstet Euch: ich hab noch eine ECL82 irgendwo rumliegen...). Ansonsten gilt für dieses Projekt "Gut Ding will Weile haben".
Das Projekt ist eigentlich schon älter: vor einiger Zeit habe ich einen Bausatz ür eine 15W-PP-Endstufe gekauft (WoJoBe PAM-15), nur die Teile ohne das Chassis. Sie ist bereits fertig aufgebaut. Leider funktionierte sie nicht auf Anhieb. Vor einer systematischen Fehlersuche wollte ich erst mal mehr Erfahrung sammeln. Daher die Aktion mit den Epiphone-Babies.
Das Gerät ist in einigen Aspekten lausig aufgebaut (und leider auf Platine, aber das ist wohl zielgruppengerecht); ich werde das vor der Fehlersuche nochmal korrigieren. Das bedeutet, dass ich insbesondere die Außenbeschaltung der Platine nochmal komplett neu aufbauen möchte, abhängig wie tiefgreifend die Anpassungen, auf die es herauslaufen soll, tatsächlich werden (oder was fehlerhaft ist), kommt für mich auch ein Neuaufbau auf Turretboard durchaus in Frage. Leider kann ich den Schaltplan hier nicht so ohne weiteres posten (Copyright? Wie sieht das rechtlich aus? Wäre Nachzeichnen mit selbst ermittelten Spannungswerten und/oder Modifikationen zulässig? Die Anleitung enthält keinerlei Copyright-Hinweise.), daher mal eine kurze Beschreibung - die Spannungswerte kenne ich leider nicht.
ECC83 mit Eingangsstufe und Kathodyn-PI,
Endstufe wahlweise als PP oder UL verwendbar,
Ausgangsübertrager Welter, Netztrafo Wüsten,
Netzteil mit Zwei-Weg-Gleichrichtung,
Gegenkopplung von der 8-Ohm-Wicklung des Ausgangsübertragers auf die erste Stufe,
daher Volumenpoti vor der Eingangsstufe.
Eigentlich würde ich die "Gegenkopplung über alles" gerne ändern, so daß sie nur auf die Endstufe wirkt oder ganz weglassen, dann natürlich das Volumenpoti und ggf. eine Klangregelung und/oder umschaltbare Kathoden-Cs einbauen - je nachdem, was sich in dem Epiphone-VJH-Projekt letztendlich diesbezüglich ergibt.
Beate
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Salü,
Leider kann ich den Schaltplan hier nicht so ohne weiteres posten (Copyright? Wie sieht das rechtlich aus? Wäre Nachzeichnen mit selbst ermittelten Spannungswerten und/oder Modifikationen zulässig? Die Anleitung enthält keinerlei Copyright-Hinweise.), daher mal eine kurze Beschreibung - die Spannungswerte kenne ich leider nicht.
Ohne jetzt Jura studiert zu haben, würde ich mal sagen, dass da niemand was sagen kann, wenn du den Schaltplan abmalst und hier einstellst.
Die Schaltungen sehen zu 99% gleich aus und niemand kann dir verbieten hier eine Schaltung zu posten aus Anodenfolger, evtl. Kathodenfolger, Standart-PI und PP-Endstufe. Auch die Werte sind ja immer mehr oder weniger ähnlich/gleich.
Also solange du nicht den Schaltplan aus dem Baussatz scannst, sondern in selber abmalst sollte es keine Probleme geben denke ich.
mfg sven
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Hallo Beate,
habe ich das richtig verstanden: das ist eine reine Endstufe, d.h. das Gerät hat eine ECC83 und 2 EL84? Wenn das so ist, dann geht bei der Gegenkopplung - jedenfalls bei den Schaltungen, die ich kenne - fast nur "über alles". Üblicherweise führt man das Signal, das vom Lautsprecher kommt, in die Stufe vor dem Kathodyn ein (beim Long Tail PI üblicherweise in die Kathode).
Ist die Endstufe eigentlich mit fester negativer Gittervorspannung (fixed bias) oder mit Kathodenbias aufgebaut? Im letzteren Fall wäre eine lokale Gegenkopplung durch Weglassen des Kathoden-Cs möglich.
Viele Grüße
Stephan
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Hallo Stephan,
ja, das ist als reine Endstufe gedacht.
Wenn ich den Schaltplan richtig les(bar umsortier)e, besitzt das Gerät einen Kathodenbias und auch einen Kathoden C.
Erhöhe ich nicht denn Innenwiderstand der Schaltung, wenn ich das Kathoden-C wegnehme?
Welche Auswirkungen hat das? Verschlechterung des Dämpfungsfaktors wohl in jedem Fall. Auch eine Fehlanpassung des Ausgangsübertragers?
Die Frage für mich: muss denn diese Gegenkopplung bei einem Instrumentalverstärker überhaupt sein? Sollte sie?
Wie würde es sich auswirken, wenn sie entfiele?
Beate
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Hallo Beate,
Wenn Du den Kathoden C wegnimmst, hast du eine lokale Gegenkopplung an den Endstufenröhren, wie schon von Stephan beschrieben. Den Ausgangsübertrager und die Endröhre stört dieses nicht, die Fehlanpassung ist vernachlässigbar.
Die Gesamtverstärkung bei geöffneter "über alles" Gegenkopplung ist kleiner wegen der lokalen Gegenkopplung, die das Signal jedoch schon etwas linearisiert. Der Dämpfungsfaktor ist kleiner, das Signal bei offener Schleife aber linearer.
Du möchtest das Gerät als Instrumentalverstärker einsetzen.
Falls es für eine Gitarre gedacht ist: Hier gibt es etliche Verstärker, die auf jede Gegenkopplung verzichten. Das dabei enstehende Klangbild in Verbindung mit Lautsprecher/Lautsprecherbox insbesondere beim Overdrive erzeugt einen spezifischen Sound (z.B. Vox AC30)
Falls es für eine Bass gedacht ist: Gegenkopplung ist ein Muss! Ein guter Bassverstärker hat "HIFI" Anforderungen. Den Ausgangsübertrager würde ich dann in Ultralinearschaltung betreiben. 18 W sind für Bass allerdings recht wenig.
Du kannst den Kathoden C ja schaltbar machen. Die beiliegende Schaltung hab ich in einer Gitarren Combo eingesetzt
Gruß Hans- Georg
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Hallo Beate,
Hans-Georg hat schon fast alles beantwortet.
Zur Gegenkopplung allgemein: sie macht den Frequenzgang des Verstärkers "geradliniger", reduziert die nichtlinearen Verzerrungen und erhöht tendenziell den Dämpfungsfaktor. Für Gitarre mag ich es nicht besonders, was man schon daran sehen kann, dass keiner meiner Selbstbauten eine Gegenkopplung hat. Für Bass mag das anders aussehen - am besten ausprobieren.
Viele Grüße
Stephan
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Ok, daraus lerne ich, dass ich es einfach mal ausprobieren werde, sobald das Ding läuft. Und dann werde ich mal berichten...
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:gutenmorgen:
Ich weiss, es ist nicht originell: man kann die Gegenkopplung ja nicht nur ein/aussschalten, sondern die Stärke variieren. 8)
Hängt wohl auch mit persönlichem Stil, den Lautsprechern, der Gehäusekonstruktion und auch der Aufstellung zusammen. Ich denke, in kleinen geschlossenen Gehäusen könnte man mal testweise die GK wegnehmen.
Ciao&weiterbassen
Martin
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Hallo, lasst mich mal hier weitermachen.
Den Schaltplan habe ich gezeichnet und die eine Spannung, die dokumentiert ist (UB) eingezeichnet.
Wie ich beim Reparieren genau vorgehen werde, weiss ich noch nicht genau. Nur eines ist sicher: die externe Verdrahtung werde ich komplett neu aufbauen; mein bisheriger Aufbau ist sub omni canone. Vielleicht ist es deshalb ja auch ganz gut, dass er erstmal nicht funktioniert.
Was die globale Gegenkopplung anlangt, so frage ich mich, ob es nicht einen Sinn machen könnte, sie als seriengespeiste Spannungsgegenkopplung auf das Gitter des PI auszuführen (analog zu dem Beispiel in Diciol, Abb. 57, p. 97), also am Fußpunkt des Gitterableitwiderstandes der Stufe, und dabei natürlich nicht vergessen, den AÜ umzupolen. Dann könnte hinter der Eingangsstufe Klang- und Lautstäreregelung eingefügt werden, ohne dass eine weitere Röhre erforderlich wird. Was meint Ihr?
Beate
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Salü,
Was die globale Gegenkopplung anlangt, so frage ich mich, ob es nicht einen Sinn machen könnte, sie als seriengespeiste Spannungsgegenkopplung auf das Gitter des PI auszuführen (analog zu dem Beispiel in Diciol, Abb. 57, p. 97), also am Fußpunkt des Gitterableitwiderstandes der Stufe, und dabei natürlich nicht vergessen, den AÜ umzupolen. Dann könnte hinter der Eingangsstufe Klang- und Lautstäreregelung eingefügt werden, ohne dass eine weitere Röhre erforderlich wird. Was meint Ihr?
Bist du sicher dass die Gegenkopplung an den Fusspunkt des Gitterableit-Rs muss?
Wenn ich die Schaltung ausem Diciol auf deinen PI übertragen müsste, hätte ich den Gitterableit-R durch zwei Widerstände in Serie ersetzt und die Gegenkopplung zwischen diese beiden gehängt (wie in Bild 57).
Meinst du nicht die Verstärkung ist zu gering, um die Verluste durch einen Klangregler auszugleichen?
mfg sven
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Hallo Sven,
Wenn ich die Schaltung ausem Diciol auf deinen PI übertragen müsste, hätte ich den Gitterableit-R durch zwei Widerstände in Serie ersetzt und die Gegenkopplung zwischen diese beiden gehängt (wie in Bild 57).
Da meinen wir das gleiche, formulieren es nur unterschiedlich. Eine eventuelle Gegenkopplung würde ich wohl auf jeden Fall einstellbar und schaltbar machen.
Meinst du nicht die Verstärkung ist zu gering, um die Verluste durch einen Klangregler auszugleichen?
Die Originalschaltung besitzt eine Eingangsempfindlichkeit von 200 mV, man sollte daher die Endstufe so wie sie ist mit einer Gitarre sogar übersteuern können.
Ohne jetzt im Detail gerechnet zu haben, dürfte die Verstärkung der Endstufe ganz wesentlich durch die Gegenkopplung bestimmt werden; sie könnte/sollte auf jeden Fal steigen, wenn ich die Eingangsstufe aus dem Gegenkopplungszweig herausnehme und nicht allzu stark gegenkopple. Daher kann ich mir recht gut vorstellen, dass zumindest eine Klangregelung ähnlich der aus der Gibsonette oder dem Klampfomat verwendbar sein müsste, vielleicht sogar in der ja ebenfalls verlustarmen Passiv-Variante, wie ich sie in die Epiphones eingebaut habe - die schluckt in Linearstellung nur ca 7 dB.
Aber erstmal weiterdenken.
Viele Grüße
Beate
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Hallo Bea,
ich denke beim Kathodyn fehlt der Kathodenwiderstand. Ist ja AC gekoppelt.
Weitertüfteln
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Wo Du recht hast hast Du recht.
Also weitergemalt...
Beate
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Hallo Beate,
ein kleine Verbesserungsmöglichkeit:
Wenn Du für die EL84 getrennte Kathodenwiderstände und -kondensatoren nimmst (2*270 Ohm, 2*100uF),
wird Dir im Falle einer schadhaften EL84 (z.B. Strom nimmt stark ab) nicht die zweite gleich mit abrauchen.
Gruß Hans- Georg
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Hallo Hans Georg,
danke - dies wäre als Frage todsicher gekommen ;)
Den Schaltplan habe ich erstmal as is ins Forum gestellt. Pikanterweise sind die 135 Ohm als zweimal 270 Ohm parallel geschaltet ausgeführt... Leider ist das auch auf dem Platinchen so. Mal sehen, was sich sonst noch ergibt - vielleicht baue ich den Verstärker ja auf Lötleiste um. Wenn die Eingriffe weit genug gehen, dürfte sich der Aufwand lohnen. Dann auch das.
Wenn wir schon dabei sind: würden nicht auch bei einer AB-Endstufe richtig große Kathoden-Cs den Arbeitspunkt stabilisieren, wie es bei der SE-Endstufe ja der Fall ist?
Grüße
Beate
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Hallo Beate,
einstellbare GK siehe Anhang.
Würde die GK auf max. 6dB einstellen , also so dass die Ausgangsspannung um den Faktor 2
sinkt,
viel Spass beim Brutzeln
Jörg
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So langsam wird jetzt dieses Projekt spruchreif.
Daher danke Jörg, für Deine Mühe.
Sobald das Teil überhaupt erst mal läuft, werde ich wohl den Kathodyn mal nachvollziehen und versuchen, sein Verhalten bei Übersteuerung zu optimieren.
Mir schwebt vor, wahlweise ganz ohne NFB zu arbeiten oder aber die Gegenspannung am Gitter der Kathodyn-Stufe anzulegen. Wenn ich die erste Stufe aus der Gegenkopplung rausnehme, wird ja die Schleifenverstärkung gewaltig sinken und von der Verstärkung der EL84 dominiert. Ein wenig Bauchgrimmen habe ich, ob die Schleifenverstärkung überhaupt noch für eine schwache Gegenkopplung ausreicht.
Grüße in die Nacht
Beate
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Lasst mich diesen uralten Faden mal wieder ausgraben. Die Bausatz-Endstufe hatte ich probehalber in Betrieb genommen. Eine EL84 war wohl beschädigt und hat dank des gemeinsamen Katodenwiderstands beide Röhren in den Orkus gezogen. Danach ist mir die Lust am Projekt vergangen, und ich habe erstmal kleinere Brötchen gebacken.
In den letzten Wochen musste ich aber doch immer mal an dem Ding herumspicen. Herausgekommen ist bisher ein Ding mit einer ECC82 als direkt angekoppeltem Katodyn-PI. Die Spannungen beruhen teils auf Messungen am Netzteil im Leerlauf. Den Gleichstromwiderstand des AÜ habe ich natürlich auch. Die simulierten Spannungen sind plausibel und vermutlich einen Ticken zu hoch.
Was meint Ihr? Oder sollte ich versuchen, die beiden parallelen Katoden-Rs zu trennen und den PI auf ECC82 umdimensionieren - die geringere Empfindlichkeit des Eingangs käme mir zupass
Anbei noch ein Bild von dem alten Laboraufbau. So lausig wie der geworden ist, scheue ich eigentlich davor zurück, ihn ein weiteres Mal in Betrieb zu nehmen - obwohl es vermutlich ausreichen wird, ihn einfach mal neu zu bestücken und natürlich ein paar Sicherheitsprobleme im Aufbau anzugehen. Die Schaltung ist übrigens noch die ursprüngliche, in der Vaiante ohne Ultralineargegenkopplung. Was meint Ihr?
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Dann mache ich mal in meinem Monolog weiter: in der obigen Schaltung fehlt ein Siebeleko...
Kürzlich habe ich noch eine Version mit direktem Bias durchgespielt. Gittervorspannung -14 V. Lt Datenblatt der EL84 ist das B-Betrieb; es gibt sogar ein Beispiel. Man findet dieses Konzept genau so in der Echolette M40, allerdings mit einer Anodenspannung von 340 V.
Die Übernahmeverzerrungen bleiben recht klein, sogar ohne oder mit eher schwacher Gegenkopplung. Mit Gegenkopplung sind sie (in der Simulation) nur kurz vor Übersteuerung erkennbar. Das entspricht auch dem Höreindruck von der Echolette. Die Leistungsausbeute ist gut; etwa 20-25% mehr als mit automatischem Bias (lt. Simulation knapp 20 W bei 5% Klirr, 12.5 W bei 0.8% Klirr). Das scheint vor allem an der größeren Aussteuerbarkeit der Steuergitter zu liegen. Die haben bisher immer die Leistung begrenzt, die aus der EL84 geholt werden kann.
Diese Schaltung hat gegenüber der Version mit Katoden-Bias den großen praktischen Vorteil, dass ich sie auf dem vorhanden Platinchen umsetzen kann. Beim direkten Bias ginge das nur mit einem gemeinsamen Katodenwiderstand für beide Röhren.
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Was verstehst Du unter "Übernahmeverzerrungen"? Die sind eher im Bereich des Nulldurchgangs zu suchen. Ich sehe da aber keine, bei den dort fließenden Ruheströmen sind auch kaum welche zu erwarten... es sei denn, Du entscheidest Dich noch für Class-B Betrieb ;)
lespauli
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Die Übernahmneverzerrungen werden durch die Gegenkopplung unterdrückt. Ohne diese sieht man die natürlich - und das *ist* B-Betrieb.
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Du kannst Übernahmeverzerrungen nicht "weggegenkoppeln", dazu braucht man ja eine Wechselspannung, die es aber im Nulldurchgang nicht gibt. Bei Vollausteuerung sind die Übernahmeverzerrungen überdeckt, bei kleinen Aussteuerungen werden die aber unerträglich
lespauli
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Hab mich deshalb auch sehr gewundert.
Ein Grund mehr, die Schaltung auszuprobieren. Aber Arbeitspunkt wie bei Echolette M40 sollte eigentlich noch funktionieren.
(Womöglich ein Grund, die Röhrenmodelle zu hinterfragen?)
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Class-A, AB oder B-Betrieb kannst Du doch an jedem PP Röhrenamp real "durchspielen", sofern die "feste" Gittervorspannung über einen entsprechenden Einstellbereich verfügt. Bei Autobias muss "nur" der Kathodenwiderstand geändert werden. Also in jedem AC30 steckt ein Class B Amp und ein Echolette M40 kann auch AC30 (Class-A), wenn man ihn lässt! ;)
lespauli
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Wobei man inzwischen weiß, dass der AC30 kein Class A Amp ist (siehe Aiken, Zollner, u.a.).
Gruß Axel
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Wobei man inzwischen weiß, dass der AC30 kein Class A Amp ist (siehe Aiken, Zollner, u.a.).
Gruß Axel
Ich glaube nicht, dass man das "inzwischen weiß", es wird inzwischen behauptet. Nach der klassischen Lehre wurde das nach der Lage des Arbeitspunktes im Ug/Ia Kennlinienfeld klassifiziert und da ist eine El84 in einem AC30 aber sowas von im A und meistens auch schnell im A.... ;)
AC30 haben eine pushpull Class-A Endstufe = keine Übernahmeverzerrungen. Der Vorteil dieses Schaltungskonzeptes - man kann kleinere, weil luftspaltlose (und somit billigere) Ausgangsübertrager verwenden, die Ruheströme heben gegenseitig die Vormagnetisierung des Trafos auf. Man kann durchaus auch eine SE Endstufe mit vier parallelgeschalteten EL84 bauen, die Effizienz ist nicht schlechter als beim pp class A, aber der Trafo muss viel größer sein. Je mehr sich der der Arbeitspunkt dem "B" oder sogar dem "C" nähert, desto effizienter wird die Leistungsausbeute zum Preis des steigenden Klirrfaktors durch Übernahmeverzerrungen.
lespauli
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Jetzt habe ich mir doch mal die Endstufe des AC30 angeschaut. Rk = 47 Ohm für gemeinsam für alle 4 Röhren. Also äquivalent zu knapp 200 Ohm pro Röhre. Das ergibt nie im Leben Class A sondern ganz normal Class AB. Und das zeigt wohl auch die Ursache der CLass-A-Legende: offenbar hat da mal jemand nur die 47 Ohm gesehen, aber übersehen, dass die 47 Ohm den Strom aller vier EL84 verbraten müssen und dann das "Class A" in die Welt gesetzt.
Bei der ganzen Diskussion muss man sich allerdings vor Augen halten, dass eine durchschnittliche AB-Röhrenendstufe nur bei Impulsspitzen in den B-Bereich wechselt - bei "üblicher" Auslegung dürfte der Übergangsbereich ja wohl ganz grob um die halbe Ausgangsspannung herum liegen.
An einer Endstufe, in der ich schon mal Endröhren gegrillt habe, möchte ich aber erst zum Zwecke des Umbaus herumlöten...
(irgendwie habe ich das Gefühl dass recht viele Leute besonders aus meiner Generation das kalte Grausen bekommen, wenn jemand eine Röhrenendstufe mit Spice behandelt...)
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Hi,
viele verwechseln Class A mit besonders heißem Katoden-Bias ;) Wenn man sich ein bisschen mit Röhrenkennlinien und Lastgeraden auskennt, kann man leicht selbst dahinterkommen, ob eine Endstufe Class A ist oder nicht. Der AC30 ist jedenfalls nicht Class A. Hier der Link zu einer Analyse von Aiken:
http://www.aikenamps.com/index.php/is-the-vox-ac-30-really-class-a
Gruß Axel
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Sach ma.... der GA5, an dem Du da bastelst, hat bei vergleichbarer Anoden- und Schirmgitterspannung zum AC30 (und etwa gleichem Ruhestrom) an der EL84 einen Kathodenwiderstand von 220 Ohm... würdest Du das als Class AB Endstufe bezeichnen? Gut, wir könnten uns vielleicht auf AAB oder AAAB einigen? Ob SE oder PP spielt dabei keine Rolle.
Wie ein ein "AB-Amp" bei Impulsspitzen in den "B-Modus" wechselt, wird mir allerdings ein Rätsel bleiben.
Ich habe das Gefühl, ich sollte auch mal den Begriff "Übernahmeverzerrungen" illustrieren... das sind in etwa die Geräusche, die beim Ausklingen eines Tones an das Schleifen einer Schwingspule im Luftspalt eines Lautsprechers erinnern - sehr unangenehm, da ist meist zuerst "Lautsprecheralarm" angesagt. ;)
Spice ist ne nette Spielsache, um zu sehen ob es funktionieren könnte, aber reale Amps sind wie Fußball, nämlich uff'm Platz! 8)
lespauli
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Übernahmeverzerrungen kenne ich ganz gut; ich hab das mal bei einer gekauften Transistorendstufe erlebt (und korrigiert).
B und damit auch AB ist nur bei PP-Verstärkern möglich. SE-Endstufen laufen immer in Class A, auch wenn der Arbeitspunkt nicht immer so ausgelegt ist, dass das Ausgangssignal um die halbe Anodenspannung variiert - was man natürlich tunlichst anstreben sollte, um die Ausgangsleistung zu maximieren. Aber gerade bei steilen Röhren wie der EL84 kommt man ganz schnell an einen Punkt, an dem vor allem die Aussteuerbarkeit des Eingangs die erzielbare Ausgangsleistung bestimmt.
Das ist nach meinem Verständnis auch der Grund, warum man bei der EL84 so weit von der theoretisch maximalen Ausgangsleistung im PP-Betreib entfernt bleibt (48 W) - was bei Röhren wie der EL34 ja komplett anders ist - da kommt man ohne weiteres auf die 100 W.
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Hallo,
Wie ein ein "AB-Amp" bei Impulsspitzen in den "B-Modus" wechselt, wird mir allerdings ein Rätsel bleiben.
gemeint ist der Übergang zu dem Zustand, in dem eine Röhre stromlos ist.
Lasst es und doch so sagen:
-> Ein reiner Klasse A-Amp klippt symmetrisch, der AP liegt in der Mitte der Arbeitsgeraden. Den gibt es in SE und PP.
-> Bei AB-Betrieb ist abwechselnd eine Röhre für eine gewissen Zeit stromlos. (Das macht für SE keinen Sinn, da wäre es einfach nur eine schlecht gebiaste Klasse A-SE-Endstufe)
-> Hier könnte man nun den Zeitraum vor Erreichen des stromlosen Zustands A-Teil, den danach B-Teil nennen, daher auch AB-Betrieb
-> Reiner B-Betrieb hieße, dass die eine Röhre genau dann stromlos wird, wenn die andere anfängt Strom zu ziehen und würde starke Übernahmeverzerrungen verursachen. Daher nennt man B-Betrieb umgangssprachlich einen sehr, sehr kalten AB-betrieb mit hohen Ua und Ra, bei dem die Übernahmeverzerrungen gerade noch vertretbar sind.
Der AC30 wäre demnach nicht reine Klasse A, weil die Endröhren nicht symmetrisch klippen, der AP nicht in der Mitte der Arbeitsgerade liegt.
Ich kenne das so, dass der Begriff Klasse A fälschlicherweise einfach für Kathodenbias verwendet wird.
Gruß, Peter
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Spice ist ne nette Spielsache, um zu sehen ob es funktionieren könnte, aber reale Amps sind wie Fußball, nämlich uff'm Platz!
Wann hab ich je was anderes behauptet?
Mal davon abgesehen gibt es vereinzelt Leute, die echte Signale durch Spice-Simulationen jagen. Der Dampfhammer namens "Rechenleistung" machts möglich.
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Jetzt zeig ich doch mal den aktuellen Stand meiner Überlegungen. Anstatt mich endlich dazu aufzuraffen, die Bias-Versorgung aufzubauen, verkrümele ich mich lieber in meinem Pöng-Sessel (die Bude will neuerdings einfach nicht warm werden...) und spiele mit anderen Röhren rum (6V6, 6L6). Und ich suche nach bässeren Spice-Modellen als Koren und bin sogar fündig geworden.
Hier das Beispiel mit der 6L6, die tatsächlich ein bisserl mehr an Leistung heraushaut. Die 6L6 kommt jetzt ganz nah an den Bouyer ST20 heran. Aber alle drei Röhren liegen nah beieinander. Weil das ja einmal ein kleiner Bassamp werden soll, frage ich mich, ob ich mit einer der beiden Beam-Tetroden klanglich stärker in Richtung KT88 gelange.
Was meint Ihr?
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In den aktuellen Projekten kämpfe ich ein wenig mit dem Gitterableitwiderstand der 6L6 bzw der 6V6; ich wollte das Gerät eigentlich so auslegen, dass man beide Röhrentypen einsetzen kann (öhm, Auslegen ist zu viel gesagt - es sieht so aus als ob man kann es einfach machen könnte, ohne sich groß um irgendwas scheren zu müssen).
Laut Datenblatt der 6L6 sind das 500k bei Katodenbias und 100k bei direktem Bias.
Das ist ein vergleichsweise großer Unterschied - bei echten Pentoden wie EL84, EL34 und 7591 ist die Werksangabe 1 Meg / 300 k.
a) In realen Schaltungen sieht man auch Unterschiede: bei 6L6 und 6V6 scheint sich niemand so recht ums Datenblatt zu scheren: die realen Gitterableitwiderstände sind *immer* größer als die lt. Datenblatt zulässigen 100 k; im besten Fall 100k + Innenwiderstand der Bias-Versorgung, aber 220k oder sogar 270k findet man auch - und die Geräte sind nicht als unzuverlässig bekannt.
Wenn man die Biasspannung aus der Hochspannung für die Anoden erzeugen muss, wirken sich diese Unterschiede sehr deutlich auf
b) Worin liegt dieser Unterschied eigentlich begründet? Die Potientiale innerhalb der Röhre sind doch bei gegebenen Spannungen immer die gleichen. Demzufolge auch die Aufladung des Steuergitters unabhängig davon sein, wie ich die Potentiale erzeuge? Und wenn im einen Fall ein Widerstand A ausreicht, um die Ladung zuverlässig abzuführen, sollte er das doch auch im Fall B tun?
c) Wieso ist der Unterschied bei einigen Röhren so sehr deutlich größer als bei anderen?
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Moin,
a) Es gibt diese "safe design limits" und die haben je nach Hersteller und Ära mehr oder weniger Luft, so dass auch eine "bogey tube" (Ausreisser) noch lange zuverlässig funktioniert ohne dass einem die Schaltng um die Ohren fliegt. Also auch eine statistische Angelegenheit.
b) Bei Cathode Bias hast du lokale DC-Gegenkopplung, bei Fixed Bias nicht. Fängt die Röhre jemals an durch Gitterstrom wegzulaufen (was ein mitkoppelnder Prozess ist), hält sie bei Fixed Bias nichts mehr, während die Gegenkopplung im anderen Fall das Weglaufen zumindest bremst.
c) Wohl vor allem "Specmanship" (die Kunst des Datenblattschreibens), siehe a). Kann aber auch reale Gründe geben, durch den konkreten Aufbau der Röhre. Bei solchen Sachen gilt "+-6dB sind noch kein ingenieursmäßig relevanter Unterschied". In deinem Beispiel, die Faktoren 1Meg/300k und 500k/100k, also 3.3 vs. 5, laufen unter "gleich" (nur 3.5dB Unterschied). Aus dem gleichen Grund haben diese "safe limits" meist sehr glatte Werte, da wird großzügig in die (hoffentlich) defensive Richtung gerundet.
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Danke sehr.
Mit anderen Worten: solange man es nicht übertreibt, kann man sich zumindest die Abweichungen "erlauben", die auch Hersteller "bringen".
Ein paar Fälle fallen mir ein: wenn ich mit der Anodenspannung und der Schirmgitterspannung hoch gehen, nah an die jeweiligen Limits, tue ich mir wohl einen Gefallen, auch bei den Gitterableitwiderständen konservativer zu sein.
Zwei interessante Fälle kommen mir da in den Sinn:
6l6GC <> 7027A : identischer Aufbau, die 7027A kann lt. Datenblatt höhere Anodenspannungen ab. In Ampegs mit dieser Röhre scheinen auch 6L6GC jenseits ihrer Spezifikation eingesetzt zu werden.
Für mich noch viel interessanter:
EL34 <> KT77:
bei letzterer klaffen die zulässigen Schirmgitterspannungen je nach Betriesbsart ungewöhnlich stark:
800 V im UL Betrieb, 300 V im PP-Betrieb.
Damit scheidet die Röhre theoretisch als Ersatz für die EL34 aus. (Was ich in meinen Dynacord-Endstufen ganz gerne mal probieren würde...)
Wo liegt da der Unterschied?
Mit einem korrekt dimensionierten Schirmgitterwiderstand, der sicherstellt, dass dessen maximale Verlustleistung auch bei Übersteuerung eingehalten wird, müsste die KT77 doch wohl sicher an Stelle der EL34 verwendbar sein?
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Also meine Datenblätter zur KT77 sagen zum Betrieb mit Ua=Ug2 @DC (egal ob UL oder nicht) : Ua=Ug2=600V max, Pg2=6W, d.h. ich weiß nicht wo du deine Werte her hast.
EL34: Ua=Ug2=500V max, Pg2=8W
Ist jetzt nicht soviel anders.
Ob eine KT77 in einem Dynacord mit Ua=800V und Ug2=400V (soweit ich weiß) läuft, ohne weitere Änderungen? Wie ich nun sehe, laut http://musikding.rocks/wbb/index.php/Thread/21695-EL-34-f%C3%BCr-hohe-Betriebsspannungen/ ja, wo du, äh, die Frage auch schon mal gestellt hattest :-)
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Also meine Datenblätter zur KT77 sagen zum Betrieb mit Ua=Ug2 @DC (egal ob UL oder nicht) : Ua=Ug2=600V max, Pg2=6W, d.h. ich weiß nicht wo du deine Werte her hast.
Die Einschränkung mit den 300V an G3 findest Du im GEC-Datenblatt auf Seite 3 im ersten Absatz.
EL34: Ua=Ug2=500V max, Pg2=8W
Ist jetzt nicht soviel anders.
Eben. Und klar geht es letztlich um die Frage, ob und welchen EL34 und Artverwandten man die Bedingungen in den Dynacord-Endstufen noch zumuten kann.
Ob eine KT77 in einem Dynacord mit Ua=800V und Ug2=400V (soweit ich weiß) läuft, ohne weitere Änderungen? Wie ich nun sehe, laut http://musikding.rocks/wbb/index.php/Thread/21695-EL-34-f%C3%BCr-hohe-Betriebsspannungen/ ja, wo du, äh, die Frage auch schon mal gestellt hattest :-)
Die Frage habe ich mehrfach an unterschiedlichen Orten gestellt. Auch hier und auch in der RB. Das Ergebnis war zwar etwas vage, aber dennoch dass sie die Anodenspannung tendentiell besser aushalten sollen als die EL34, insbesondere die von JJ.
Weil die KT77 außerdem auch ein bisserl weniger Heizleistung verbrät als die EL34 und weil mir das bei meinen Plänen mit zumindest zweien dieser Geräte ebenfalls sehr zupass kommt, hat mich das gefreut.
Und dann hab ich diese Einschränkung im Datenblatt entdeckt. Bevor ich jetzt Geld in 6 dieser Röhren investiere, möchte ich halt schon gerne verstehen, was der physikalische Hintergrund ist und was ggf unternehmen kann, um trotzdem 400 V Schirmgitterspannung verwenden zu können.
Unabhängig davon sollten die Dynacord-Endstufen zumindest so weit modifiziert werden, dass man die Endröhren ohne Gefahr für die G2 übersteuern kann. Das ist nämlich zumindest bei einigen dieser Geräte nicht der Fall; ich habe schon mal einen Schirmgitterwiderstand zum Glühen gebracht.
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Moin,
Ich kann jetzt von General Electric (GEC) kein KT-77 Datenblatt finden, kannst du das hier uploaden, bzw den betr. Abschnitt?
Sei dem auch wie, in den Blättern anderer Hersteller (Genalex, JJ) der KT-77 findet sich diese idT seltsame Einschränkung nicht. In 'zig Marshalls mit Ua=Ug2=450V oder mehr laufen KT77 auch prima.
Der Kollege im anderen Forum empfahl ja die JJ KT77 (oder die EH EL34), und der wird hoffentlich nicht nur geblufft haben. Die (relativ) neue Ruby (Shuguang) EL34BHT könnte auch in Frage kommen.
Das Risiko bleibt natürlich immer bei dir, egal wie du dich entscheidest. Richtig safe würdest du wohl nur bei 1a NOS-Ware sein, da dann mit noch höherem Risiko (also ob wirklich NOS und ob wirklich 1a, und nicht etwa "Verschnitt-Bestände" von damals).
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Hier der Link. Dritte Seite ganz oben.
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Ergänzung: der Link: http://www.mif.pg.gda.pl/homepages/frank/sheets/084/k/KT77_GEC.pdf
Ug2=800V steht im Datenblatt von JJ.
Wenn der 6W Schirmgitterverlustleistung, muss man tatsächlich mal genauer hinschauen, was passiert. Das hängt ja nicht zuletzt auch vom generierten Schirmgitterstrom ab, und der scheint bei den Tetroden tendentiell etwas kleiner auszufallen.
Im obigen Datenblatt gibt es übrigens eine weitere Besonderheit: bei großem Katodenstrom etwas kleinere Gitterableitwiderstände, dafür bei nicht ganz so großem Strom etwas mehr Toleranz als üblich. Das kommt mir plausibel vor, und das schließt auch den Kreis zum eigentlichen Thema, weil das ja bei gering belasteten 6L6en auch so sein müsste.
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Ah, jetzt sehe ich's (auch im Genalex-Datenblatt, was identisch mit dem von GEC ist). Scheint sich aber niemand dran zu halten, hmm...
In alle möglichen 50W- und 100W-Amp die für EL34 gebaut sind werden ja gerne mal KT77 gesteckt, da haben wir immer gute 400V an g2, aber von abrauchenden Röhren ließt man nicht viel.
Ich würd jetzt einfach die JJ's nehmen, und beide Gitter-Wids erstmal bischen defensiv auslegen, sollte doch OK sein.
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Grad hab ich mal nachgeschaut: in den Dynacords sind die Widerstände über die Gitterableitstrecken der Steuergitter einen Ticken größer als der Grenzwert für die KT77. Nicht viel, so 10-20 kOhm. Aber wohl genug, dass es sich lohnt, mal im Detail auf die Endstufe in ihren unterschiedlichen Varianten zu schauen.
Zuerst wohl beim G-2000. Der dürfte sich am meisten über neue Röhren freuen, und dem werde ich sowieso in den nächsten Monaten einen zweiten Kanal spendieren.
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Zurück zum eigentlichen Thema.
Schrieb ich schon, dass ich mich inzwischen dazu entschlossen habe, mit dieser Endstufe eine kleine Basscombo aufzubauen, und zwar als Fliptop mit einem 12er?
Entweder den Emi Delta 10 oder den Oberton 12L?
Das Gerät wird gleichzeitig auch gitarrentauglich sein und ist als Kleinausgabe der Kombination G-2000 / 2x115 mit Oberton 15L gedacht. (Die ganz kleine Variante wird der eine meiner Valve Juniors, bei dem ich die EL84 beibehalten möchte).
Das Vorverstärker-Modul wird so geplant, dass es sowohl im G-2000 als auch im kleinen Amp hier funktioniert. Deshalb auch hier die unkonventionellen Lautstärkepotis von nur 100k.
Das Modul hat heut einigen Feinschliff bekommen. Die "traditionelle" Variante ist so ausgelegt, dass ich durch die Klangregelung hindurch den Eingang der zweiten Stufe recht kräftig übersteuern kann. Das führt dann auf eine Eingangsempfindlichkeit von nur 17 mV für Vollaussteuerung bei cleanem Signal im G-2000. Hier in dem Gerät noch ein bisserl weniger.
Die auch schon mal andiskutierte Variante mit der Konstantstromquelle benötigt noch ein bisserl Gehirnschmalz. Das Problem ist neben einigen Ecken und Kanten in der Klangregelung und wegen des Miller-Effekts, dass die erste Stufe ausgesprochen verzerrungsarm ist und eine riesige Ausgangsspannung sauber liefern kann, die zweite Stufe aber einen unschön großen Klirrfaktor aufweist (5-7% bei geringer Aussteuerung). Das muss ich reduzieren - so wie im Moment hat das keinen Sinn.
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Moin,
die Gitterableitwiderstände sind auch abhängig von der Anoden-Gitterverlustleistung,
Beispiel in KT88 Datenblätter ,
je stabiler der Arbeitspunkt bei der Übersteuerung bleibt, desto länger halten deine Röhren ,
Jörg
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Eben. Genau darum ging es mir ja.
Konkret reden wir hier von so um die 260 kOhm. Gegenüber den 300 k aus dem Datenblatt der EL34 sieht das erstmal gut aus. Bei den KT77 dürfte es grob überschlagen knapp werden. (Ich weiß aber zumindest von jemandem, der in der Gigant-Endstufe KT77 drin hatte, ohne dass sie gleich abgeraucht sind).
Es hat halt einen Sinn, sich das irgendwann mal genauer anzuschauen, allein schon um des Erkenntnisgewinns willen.
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Hallo Beate,
aus welchem Datenblatt der EL34 liest du diese 300k? Ich finde da nur 500 und 700k.
KT88 von 100 - 470k, je nachdem.
Viele Grüße,
Georg
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Die lese ich aus den Datenblättern der EL34. Im GEC-Datenblatt der KT77 steht was von 500/250k, je nach "Katodenleistung".
Für die großen Dynacord-Endstufen wird man sicherlich Fall 2, also 250 k ansetzen müssen. Damit passt die Konstruktion zum Datenblatt der EL34, aber ebenso gerade nicht mehr zur KT77.
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Wenn der PI die steileren Loadlines packt, würde ich erstmal auf ca. 150k pro Rohr runtergehen (incl. DC-R von der Bias-Versorgung), und die Koppel-C's evtl. entsprechend vergrößern damit einer Gegenkopplung nicht im Tiefbass der Phasenrand ausgeht. Mit ECC83 als PI (wie sieht der aus in den Dynas?) wird das sehr knapp bei 4 Endröhren, dann halt trotzdem mit den R's nur soweit hochgehen wie unbedingt nötig. No risk, no fun ;-)
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Hi Bea,
dann geh doch auf autobias,mit einem kleinen Bertrag einstellbaren fix bias ,
mach die DC Koppelung der ersten Stufe weg und verwende die dazu gewonnene Spannung um den Phasendreher mit mehr Ruhestrom laufen zu lassen
Jörg
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Hallo Jörg,
wie reden grad von etwas komplett anderem, nämlich den Endstufen von Dynacord Eminent 2 und Gigant/G-2000 ;-)
Bei den kleinen Endstufen werde ich wegen der für die 6L6 kleinen Katodenströme wohl unbesorgt aud 100k + Innenwiderstand Biasversorgung gehen können, wie man es selbst in "ausgewachsenen" 6L6-Endstufen sieht.
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Wenn der PI die steileren Loadlines packt, würde ich erstmal auf ca. 150k pro Rohr runtergehen (incl. DC-R von der Bias-Versorgung), und die Koppel-C's evtl. entsprechend vergrößern damit einer Gegenkopplung nicht im Tiefbass der Phasenrand ausgeht. Mit ECC83 als PI (wie sieht der aus in den Dynas?) wird das sehr knapp bei 4 Endröhren, dann halt trotzdem mit den R's nur soweit hochgehen wie unbedingt nötig.
Wir haben es hier glücklicherweise mit einer ECC81 zu tun. Bevor ich da irgendwas löte oder Röhren stöpsle, werde ich mir die Situation auf jeden Fall in Spice klarmachen.
Zurück zum kleinen Amp. Bin gerade dabei, da die Belastbarkeit der Widerstände zu bestimmen. Hier erstmal die aktuelle Version der Schaltung - R22 werde ich wohl auf 180k verkleinern:
An R2 fallen so um die 10 V ab. Das entspräche einer Verlustleistung von gerade mal 50 mW? Wirklich???? Oder mache ich da einen Denkfehler?
Lt Simulation liegt die G2-Verlustleistung im Übersteurungsfall bei ca 1 W. Ich hab grad einen Knoten in den Hirnwindungen - wie komme ich da auf die Leistung, die in R3 und R4 verbraten wird? Und wo fließt der Strom hin? Über C2 gen Masse?
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Lt Simulation liegt die G2-Verlustleistung im Übersteurungsfall bei ca 1 W. Ich hab grad einen Knoten in den Hirnwindungen - wie komme ich da auf die Leistung, die in R3 und R4 verbraten wird? Und wo fließt der Strom hin? Über C2 gen Masse?
Hallo,
der Strom fließt von R2/C2 über R3 bzw. R4 in das Gitter G2 und dann über die Kathode und Kathodenwiderstand nach Masse. Um die Leistung von R3/R4 zu berechnen braucht man entweder den Gitterstrom, oder die Spannung an G2.
Gruß mike
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Die Schaltung ist inzwischen so weit gediehen, dass ich mit dem Aufbau beginnen kann. Zuerst mal muss das Netzteil geändert werden - andere Abgriffspunkt der Anodenspannung, anderer Längswiderstand und vor allem eine Huckepackplatine für den Bias-Kreis.
Eine gute Gelegenheit, um das ganze Geraffel in ein besseres Chassis zu verpflanzen.
(https://www.ritzert.net/~beate/DSC_3723.JPG)
Das sind die nutzbaren Überreste eines abgerauchten Dynacord. Das Netzteil soll wie bei diesem in das Fach kleinere Fach unten. Wegen der relativ sperrigen Netzteilplatine wird das erstaunlich eng werden.
Hier mal ein Link zur letzten Version des Schaltplans: http://www.gitarrebassbau.de/download/file.php?id=59441&mode=view
Für das Thema mit R2 habe ich eine pragmatische Lösung gefunden: im Netzteil des Dynacord fand ich einen 2.2k-Widerstand mit 5W Belastbarkeit. Der hat dann wenigstens Reserven, falls der Spannungsabfall über den Widerstand doch größer werden sollte.
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Vor allem für mich als reminder: in den Simulationen ergebit sich das günstigsten Verhalten bei Ruheströmen zwischen 20 und 30 mA. Die Einstellung ist aber auch darüber hinaus unkritisch.
So unkritisch, dass man sich eine Einstellmöglichkeit für das Bias wohl auch sparen könnte.
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Wobei der Bias wegen der Änderung des damit verbundenen Raa's einen nicht unerheblichen Einfluss auf den Klang hat.
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Das Poti einzusparen hab ich auch auch nicht wirklich vor. Aber ich verstehe, wieso Verstärker wie die Echolette M40 trotz vier Endröhren ohne Bias-Potis auskommen: auch da scheinen die Toleranzen einfach so groß zu sein, dass die Endstufe stabil bleibt. Und einfach mal eben schnell defekte Röhren tauschen zu können dürfte für die Tanzmucker der damaligen Zeit enorm von Vorteil gewesen sein.
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So Leute, ich lebe noch. Und jetzt, wo es kälter und dunkler wird (weniger Zeit für die Haussanierung), kann ich mich auch mal wieder um dieses Projekt kümmern. Ein winziger Zwischenschritt: die Stromversorgung ist entsprechend des Schaltplans modifiziert, und jetzt wird so nach und nach die Endstufe zusammengelötet. Ich geb mir Mühe, das Ding nicht ganz so sportlich zusammenzulöten wie früher.
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Das ist nach meinem Verständnis auch der Grund, warum man bei der EL84 so weit von der theoretisch maximalen Ausgangsleistung im PP-Betreib entfernt bleibt (48 W) - was bei Röhren wie der EL34 ja komplett anders ist - da kommt man ohne weiteres auf die 100 W.
Hi Bea, ich kenne kein Design, wo 2 EL84 in PP mehr als 15W raushauen. Weder bei meinem Dynacord MB15 (https://www.radiomuseum.org/r/dynacord_nf_verstaerker_mb15_m.html), noch beim meinem Engl.
Der Grund, warum man mit 2 EL34 auf 100W kommen konnte, war die Ausnutzung aller Grenzwerte von hochqualitativen Exemplaren. Als da wären: Ua=800V, Ug2=400V. Mit den heute käuflichen EL34 dürfte das schwerlich gehen.
Und denk dran: doppelte Anodenspannung = vierfache Ausgangsleistung, Die EL84 dürfen aber (glaube ich) nur 300V, oder? Insofern sind 15W wirklich das Maximale für ein Paar in PP.
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Hi,
es gibt wohl nach wie vor EL34, die man entsprechend ausfahren kann. Unabhängig davon würde ich das ganz gern mal mit KT77 ausprobieren.
Zurück zu den EL84: die halten schon etwas mehr als die zulässigen 300 V aus - 340-370V sind ja durchaus üblich. Da ginge grundsätzlich mit passendem Übertrager schon einiges mehr - und da zeigt sich halt, dass das Limit von der Aussteuerbarkeit des Steuergitters begrenzt wird (bei der 7591 übrigens noch stärker).
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Hi Bea, ich kenne kein Design, wo 2 EL84 in PP mehr als 15W raushauen. [...]
Mein Mesa Subway Blues ist mit 20W angegeben, bei 2 x EL84 in PP-Konfiguration und 395 V Anodenspannung. Das ist recht hoch, aber es scheint bei EL84 durchaus gängig zu sein, das Datenblatt diesbezüglich zu ignorieren. Habe die Leistung aber selbst nicht nachgerechnet. Ich glaube ein paar andere Mesa Amps haben ähnliche Angaben.
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Wenn man die Leistung am Clipping-Punkt misst, kann das schon hinkommen, vor allem, wenn die Endstufe relativ stark gegengekoppelt und der Übergang zum Clipping schärfer ist.
So betrachtet hat aber z.B. ein Mywatt 200 keine 200 W, sondern 300.
Und ein grober Überschlag: es gilt ja grundsätzlich und in nullter Näherung P=U^2/R. Wenn man die Anodenspannung um 30% vergrößern muss, um vielleicht 20% mehr Leistung zu erhalten, zeigt bereits das, dass da an anderer Stelle eine Limitierung vorhanden sein muss.
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Ja die EL84 ist ja sehr steil und braucht nicht viel Pegel am Eingang.
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Während ich so nach und nach Drähtchen für Drähtchen einlöte und mir immer noch nicht ganz schlüssig bin, wo ich das Platinchen mit der Bias-Schaltung am besten hinpacke, mache ich mir ein paar Gedanken über den Vorverstärker.
Aktuell scheint es auf drei mischbare Kanäle hinauszulaufen. Zwei Kanäle mit je einer Doppeltriode, dazwischen Klangregelung und Gain-Poti, dahinter ein "Master"-Poti. Pro Kanal. Das auf einen Mixer. Der könnte entweder ganz simpel resistiv sein, also hochohmig mit Entkopplungswiderständen, oder aber aktiv mit einem Anodenfolger. Dann hätte ich noch eine Triode übrig - leider würde deren Verstärkung nicht für einen dritten Kanal ausreichen - oder vielleicht mit Tricks gerade eben so. Mal sehen.
Klanglich sollen die beiden Haupt-Kanäle in Richtung Hiwatt gehen. Aber: die Hiwatt-Klangregelung hat sehr große Verluste - und das beißt sich mit meinem Wunsch, die zweite Triode auch übersteuern zu können - was im G-2000 klappt. Klanglich ist das leider nur beinahe gelungen: es geht zwar deutlich in die richtige Richtung, aber der Klang ist insgesamt etwas dunkel.
Hier nochmal ein Link zum Preamp meines G-2000:
https://gitarrebassbau.de/download/file ... &mode=view
(hier im Forum ist er auch verlinkt)
Nun die Frequenzgänge des Mittenreglers von G-2000 und Hiwatt (Bass und Höhen auf 40%, also ca. 11 Uhr, G-2000 linear mit aktiviertem Hochpass). Man sollte unmittelbar das "beinahe" erkennen. Beim G-2000 ist das Mittenloch in Maximalstellung immer noch weniger ausgeprägt als beim Hiwatt. An dieser Stelle muss ich noch ein wenig feilen.
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Zum Tüfteln am Tonestack ist auch der TS Simulator von Duncanamps sehr empfehlenswert.
Oder als einfache Hilfestellung diese Grafik:
https://www.tube-town.de/ttforum/index.php/topic,22744.msg232474.html#msg232474 (https://www.tube-town.de/ttforum/index.php/topic,22744.msg232474.html#msg232474)
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Den hab ich auch.
Aber für exotische Ansätze wie den hier gezeigten Bone Ray Stack (=AMZ Klangwaage mit zusätzlichem Mittenregler) oder zum Untersuchen eines Hiwatt-Stapels braucht es dann schon Spice pur. Der TSC kann halt nur die vorgegebenen Topologien berechnen.
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Heute gibt es erste Ergebnisse: "trockenschwimmen" ohne Röhren. Die Endstufe ist beschaltet, der PI noch nicht. Beim Einschalten ist nichts angebrannt, und die Sicherungen sind drin geblieben...
(https://www.gitarrebassbau.de/download/file.php?id=70163&t=1)
Leerlaufspannung: knapp 350V am Engang des AÜ und damit mehr als vor dem Umbau der Netzteilplatine.
Biasspannung: über -16 V komme ich nicht hinaus. Auch nicht am Ladekondensator. Nötig sind im Minimum -40V. Ok, das kommt davon, wenn man anstatt 180kOhm Ladewiderstand den nächsten Wert nimmt, den man in der Vorratskiste hat...
Dann gibt es noch eine deutliche Unsymmetrie der beiden Trimmer. Auch da sollte ich schauen, ob ich irgendwelche falschen Widerstände eingebaut habe. Aber die Tendenz passt wohl.
Eigentlich ein sehr beruhigendes Zwischenergebnis. Es wird Zeit, jetzt auch den PI zu verdrahten. Wenn da ohne Röhren alles passt, komme ich endlich zur Inbetriebnahme.
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Na wird doch....
Uebrigens, der Link geht ins Nirwana:
Hier nochmal ein Link zum Preamp meines G-2000:
https://gitarrebassbau.de/download/file ... &mode=view
Und danke fuer das HD Bild der Endstufe ;D
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Hier isser nochmal, es solltenallerdings noch die ECC81 eingezeichnet sein. https://www.tube-town.de/ttforum/index.php/topic,14959.msg207888.html#msg207888
Wegen doch erheblicher Probleme mit dem Miller-Effekt bei der zweiten Stufe denke ich den Preamp nochmal komplett neu - für beide Verstärker.
HIER könnte ich mir vorstellen, die semiaktive Höhenreglung aus der Gibson Gibsonette mit einem Doppel-T-Filter zur Mittenabsenkung zu kombinieren. Hoffnung: geringere Verluste, daher geringere Verstärkung möglich, und daher bessere Höhenwiedergabe.
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So, Fehler gefunden - sogar in einer dermaßen einfachen Schaltung mach ich regelmäßig Murks :-(
Zusätzlich musste ich den 180k-Widerling noch deutlich verkleinern, auf jetzt 120 kOhm. Ohne Röhren stellen sich jetzt etwas über 40V ein. Lt. den Simulationen sollten sinnvolle Ruheströme zwischen 22mA und 38 mA liegen - das sollte ich mit hinreichend Reserven einstellen können.
Dem zweiten Heizkreis habe ich schon mal Symmetrierwiderstände spendiert. Jetzt messe ich auch die ersehnten 6.8V (ohne weitere Last). Fein. Das reicht sogar für drei mischbare Eingänge, vielleicht sogar mit Virtual-Mass-Addierer.
Nächste Aktionen: Verdrahten des PI, Test der Endstufe, und Einhacken meiner Ideen für die Vorstufe in LT
Aufatmen...
jetzt spiel ich erst mal ne Runde Bass.
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erste Schritte im Real Life: Phasenumkehrstufe. Die Endröhren sind noch gezogen, Bias ist schon mal auf Maximalwert eingestellt. PI ist bestückt.
Die Spannungen liegen erwartungsgemäß ein paar Volt (5-10V) über denen der Simulation - klar, es fehlt die Last der Endröhren. Auch die Potentialdifferenz zwischen Gitter und Katode des PI (2V) passt zur Simulation.
Die Verstärkung der Stufe stimmt mit der Simulation (8-fach) recht ordentlich überein; sie liegt in der Realität ein klein wenig darüber.
Und jetzt das große ABER: jenseits von 10-12 V Ausgangsspannung Peak to Peak wird das Ausgangssignal begrenzt; ich werde die Endröhren damit nicht komplett aussteuern können. In der Simulation (mit den 6L6) sieht das ganz anders aus.
Und ich frag mich, was da los ist. Den Schaltplan mit den Spannungswerten hab ich nochmal angehängt
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Und ne kleine Ergänzung. Auch wenn der PI nur halb funktioniert, wollte ich wissen, wie sich die Endstufe verhält. Zunächst mal statisch:
(https://www.ritzert.net/~beate/DSC_3928.JPG)
Die Spannungen brechen schon ein wenig stärker ein als erhofft, liegen aber trotzdem in einem sinnvollen Bereich. Auch über einen längeren Zustand wirkt der Arbeitspunkt stabil. Ein kleiner Fallstrick: die 10-Ohm Widerstände haben trotz angeblich 5% Toleranz 11 Ohm, beide nahezu gleich, und das mit mehreren Instrumenten gemessen. Für die Ruhestromeinstellung ist das unpraktisch, daher habe ich nochmal je 100 Ohm parallel geschaltet.
Was jetzt ansteht: die Ursache für das frühe Clippen des PI finden. Und mal schauen, wie das Ausgangssignal aussieht.
Die Gegenkopplung muss noch eingebaut werden, aber sinnvollerweise wohl erst, wenn alles auch ohne diese funktioniert.
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Und weils so schön ist, hier mit Signal. Gelb am Lastwiderstand, blau an einem Ausgang des PI.
(https://www.ritzert.net/~beate/DSC_3929.JPG)
Mein Eindruck ist, dass die Endstufe sauber verstärkt, dass ich sogar den Ruhestrom noch etwas vermindern können sollte, ohne dass man Übernahmeverzerrungen sieht. Aber das, was am PI passiert, muss ich noch verstehen.
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Moin,
Es (soft-)clippt die positive Halbwelle am Folger-Ausgang, oder? D.h. die Loadline ist zu derb bzw Uak zu klein.
Wenn du 60Vpp schieben willst, oder auch nur 40Vpp, aber nur 80V@3mA im Leerlauf über der Röhre hast und 30k AC-Last, willst du zuviel Strom bei zuwenig Spannung bei der positiven Halbwelle --> Gitterstrom. Bei 4mA@40V ist Ug schon 0V.
Speise mal DC-Spannung direkt ein am linken Ende von R21 und miss den Gitterstrom, der müsste dann so ab 120V...130V massiv ansteigen, wenn meine Vermutung stimmt....
EDIT: oder R21 mal ordentlich groß machen, 1M. Wenns dann noch früher/härter abkappt (bei 200Hz, also nicht zu hohe Freq), hast du's.
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Ja, sieht so aus. Ich hab mir das auf die Schnelle mal in Spice angeschaut - da tritt das Problem auch auf, allerdings bei deutlich höheren Spannungen (Pi mal Daumen Faktor 2). Mit ein bissel Trial and Error verhält sich die Stufe schon besser. Ich sollte das aber nochmal richtig nachrechnen - hier stoße ich offensichtlich auch an die Grenzen der Modelle ...
Danke für den Tip!
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So, hab den Katodyn mal neu konfiguriert, s.u.
Problem grundsätzlich beseitigt.
Bleibt die Endstufe. Die clippt bei 14W, und zwar bevor der PI in die Sättigung geht. Die Spannungen gehen einfach zu weit zurück. Bei Vollaussteuerung wächst auf einmal der Spannungsabfall im Übertrager überproportional an, wenn auch nicht übermäßig viel.
Ich könnte zwar die Anodenspannung noch etwas vergrößern, indem ich einen Trafo (220:6, 400 mA) mit einem Spannungsverdoppler kombiniert huckepack schalte. Aber ob das bei dem kleinen Übertrager wirklich die Mühe lohnt?
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So ganz loslassen tue ich angesichts der Diskrepanz doch nicht; ich versuche mögliche Ursachen für die Abweichungen insbesondere bei den Spannungen zu verstehen.
Zuerst: die .op-Analyse in LTSpice sagt war über den Leerlauf, aber leider nicht über das verhalten unter Last. Zumindest solange die Spannungsquellen nicht mit modelliert werden.
Die beiden Gleichrichter an der Sekundärwicklung (für Rail und Bias) sind natürlich gekoppelt, und nicht wie im Modell unabhängig. Den Innenwiderstand der Spannungsquelle habe ich geraten.
Um das irgendwie hinzubiegen, habe ich an der Urspannung und am Innenwiderstand gedreht, bis die Werte der .op-Analyse nah an den beobachteten Werten im Leerlauf waren. Sie waren es tatsächlich alle auf einmal. Und siehe da, auf einmal passt auch die erzielbare Ausgangsspannung.
Die Gegenkopplung will noch eingebaut werden. Dazu wird die Katode der Eingangsstufe anders beschaltet: Elko parallel, und in Reihe ein Widerstand, an dem ich die Gegenkopplung vom Trafo anschließen kann.
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Gestern habe ich probehalber eine GK vom Lautsprecherausgang auf die Katode der ersten Stufe der Schaltung gelegt. Der Katodenwiderstand (R11) ist gebrückt, als nicht gebrücktne Teil wurde R12 auf 680 Ohm vergrößert, der GK-widerstand vom Trafo her 6.8 kOhm.
Auf dem Oszi sah man bereits auf den ersten Blick eine sehr deutliche Zunahme der Verzerrungen und ein Clipping bei bereits +-10V P-P anstatt knapp +- 150V P-P (am Lautsprecherausgang).
Vor dem Test habe ich mich davon überzeugt, dass das Signal von der 8-Ohm-Klemme gegenphasig zum Signal an der Katode war.
Im Spice funktioniert das korrekt.
Und nu? Hat jemand eine Idee, was ich da übersehen haben könnte?
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Hallo,
bei mir muss es gleichphasig sein, vom AÜ zum Kathoden R,
nimm einfach einen niedriegen R Wert und messe die AC Sapnnung am AÜ mit Dummy R,
wenn die nicht sinkt sondern steigt beim Anklemmen der GK ,hast du eine Mitkoppelung
Jörg
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Seh ich dass richtig dass du nur 20mV (!) an dem Biaswiderstand R6 hast? Ist das nicht ein bischen mager? Das entspricht nur 20mA Ruhestrom?
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bei mir muss es gleichphasig sein, vom AÜ zum Kathoden R,
....
wenn die nicht sinkt sondern steigt beim Anklemmen der GK ,hast du eine Mitkoppelung
Klar, das hat sich genau so verhalten, wie ich es von einer Mitkopplung erwartet hätte. Ich versuche gerade, mir den Denkfehler klarzumachen.
Ein anderes Thema habe ich auch noch: unter großer Last geht die Spannung am Schirmgitter noch stärker zurück als die Anodenpsannung. Das ist einerseits erwünscht, vermindert aber die Spannung am PI und später auch an den Vorstufenröhren unverhältnismäßig. Gerade am PI ist aber eine idealerweise gleichbleibend hohe Spannung erwünscht. daher frage ich mich, ob es vielleicht sinnvoll sein könnte, vom Reservoirkondensator eine zweite Siebkette abzuzweigen, über die die Vorstufenröhren versorgt werden.
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Seh ich dass richtig dass du nur 20mV (!) an dem Biaswiderstand R6 hast? Ist das nicht ein bischen mager? Das entspricht nur 20mA Ruhestrom?
Ja. Ich will die Röhren mit 16-30 mA betreiben. B-Betrieb, weil große Lastimpedanz, dank Trafosatz für EL84.
Um besser messen zu können, hab ich den Widerstand auf 10 Ohm hochgesetzt. Also 160-300 mV, wie in der Endstufe, die ursprünglich mal in dem Chassis saß. Bereits ab ca. 16 mA sind die Übernahmeverzerrungen auf dem Oszi nicht mehr zu erkennen.
Das Ding ist genauso experimentell wie Dein dicker Oschi ;-) und hoffentlich Vorläufer für eine Endstufe mit 2 KT77 oder GU50 an 750-780 V.
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unter großer Last geht die Spannung am Schirmgitter noch stärker zurück als die Anodenpsannung. Das ist einerseits erwünscht, vermindert aber die Spannung am PI und später auch an den Vorstufenröhren unverhältnismäßig. Gerade am PI ist aber eine idealerweise gleichbleibend hohe Spannung erwünscht. daher frage ich mich, ob es vielleicht sinnvoll sein könnte, vom Reservoirkondensator eine zweite Siebkette abzuzweigen, über die die Vorstufenröhren versorgt werden.
Unbedingt. Denn wenn die Anoden unter hoher Last absinken, muss ja G2 die Arbeit uebernehmen. Deswegen ist eine stabile G2 Spannung wichtig. Ideal zB ueber einen Choke. Und die Vorstufe davon abkoppeln, mittels Laengs-R und Siebkette.
Und natuerlich aufpassen, dass Pg2 nicht ueberschritten wird. Du kannst einen Widerstand dort entsprechend dimensionieren.
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Und deshalb muss die Spannung an G2 sicher kleiner als an der Anode bleiben.
Hier mal ein Bild mit inzwischen erfolgreich angeschossener Gegenkopplung. Hart an der Begrenzung - man kann die gerade so abgeflachten Spitzen der Sinusse auf der blauen Kurve (am Lastwiderstand) hoffentlich erkennen. Das Multimeter zeigt die Schirmgitterspannung an. Den Ruhestrom der Endstufe habe ich auf 20 mV zurückgenommen, weil die Aussteuerbarkeit sonst weiter sinkt. Messfrequenz ist übrigens etwa 400 Hz.
(https://www.ritzert.net/~beate/DSC_3930.JPG)
Die Rechteckwiedergabe zeigt ein leichtes Überschwingen, auch ohne die GK. Dessen Amplitude ist relativ unabhängig von der Aussteuerung. Ein ähnliches Verhalten sieht man auch in der Simulation, und zwar bereits am Ausgang des PI.
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Jetzt habe ich das Bild mit dem Überschwingen vergessen.
(https://www.ritzert.net/~beate/DSC_3931.JPG)
Wie gesagt, diese Überschwinger treten bereits ohne die Gegenkopplung auf. Natürlich kann man sie mit einem Kondensator parallel zur Gegenkopplung bedämpfen - weil das Überschwingen auch ohne die GK da ist, ist das aber nur der Workaround für faule Mädchen.
Mit 1.5 nF || 6.8kOhm sieht es zunächst ganz gut aus, bei einem ganz bestimmtem Pegel gibt es aber eine Resonanz, die bei noch stärkerem Signal wieder verschwindet:
(https://www.ritzert.net/~beate/DSC_3932.JPG)
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Hallo,
klemme mal den 2. Kanal, also deinen Vergleich Rechteckpegel an den Eingang des amp,
dann siehst du meist den schon eingespeisten Überschwinger
oder du hast auch ohne GK eine Schwingfrequenz, auch ohne Input,
dass solltest du aber auf dem ozi sehen, einfach mal mit der Zeitablenkung und Triggerung spielen,
Multimeter, je nach Bauart können das auch messen
Jörg
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Hallo Jörg - die gelbe Kurve ist doch das am Eingang angelegte Signal.
Was ich hier beobachte, erscheint mir die normale Wirkung der Höhenresonanz des Übertragers zu sein (Streuinduktivität/Wicklungskapazität). Damit muss man m.E. eigentlich immer vorgehen - nur leider drückt man sich in der Literatur gerne um das Thema.
Und ja, das Überschwingen tritt auch ohne Gegenkopplung auf.
Mir geht es jetzt darum, wie man es reduziert, ohne die Bandbreite zu sehr zu beschneiden.
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Mal das Bilderbuch ergänzen.
Gelb: Lautsprecherausgang, 8.2 Ohm Last
Blau: Ein Ausgang des PI, kapazitiv ausgekoppelt.
Ohne Gegenkopplung:
(https://www.ritzert.net/~beate/DSC_3933.JPG)
Mit Gegenkopplung, 1.5 nF parallel zum GK-Widerstand:
(https://www.ritzert.net/~beate/DSC_3934.JPG)
Wenn ich den Kondensator abtrenne, siehts aus wie ohne GK, nur dass die Schwingung am PI-Ausgang erwartungsgemäß stärker sichtbar wird.
Eigentlich halte ich die die Resonanz aus Streuinduktivität und Windungskapazität des Übertrager für die Ursache. Natürlich ist es nachvollziehbar, dass das Signal über die GK in die Schaltung eingeleitet wird - was sonst sollte passieren?
Aber wie kommt die Einstreuung bei abgeklemmter GK zustande? Noch dazu mit doppelter Frequenz?
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Aus der Ferne kann man nur systematisches Vorgehen empfehlen, also den genauen Verursacher einkreisen so gut es geht. Rechteck ist natürlich ein fieses Signal, zumindest wenn man die Bandbreite bzw Flankensteilheit nicht beschneidet.
Aber der Reihe nach:
- Durch die schnellen Flanken entstehen uU hohe Spitzenströme (und hohe Spanungen sowieso), ist geklärt dass es keine parsitäres Einsprechen irgendwie ist, d.h. ist es völlig unabhängig von der Verkabelung/Masseanbindung usw.?
- Ist der Überschwinger mit seinen ca. 100kHz (an beiden PI-Ausgängen, und symmetrisch?) vorhanden wenn der PI isoliert läuft (Endröhren gezogen), mit stabiler Supply? Wenn ja, weiß ich auch nicht weiter weil so noch nie gesehen.
- Ist er da, wenn die Eingangskapazität der Röhren emuliert wird, durch feste Kondensatoren? Verringert sich die Frequenz wenn du diese C's vergrößerst, ändert sich was mit deutlich größeren Gridstoppern (derzeit sind die ja eher sehr klein bis homöopathisch)? Wenn ja, liegt das Problem im PI-Umfeld, nicht am Auspuff. Ein parasitärer LC-Schwingkreis irgendwie, wobei das L auch synthetisch sein kann (Ausgänge von Spannungsfolgern haben induktive Anteile weswegen sie kapazitive Belastung manchmal nicht mögen). Zudem kannst du slew-rate-Limiting haben, auf der negativen Flanke an der Anode der Gainstufe, ist die Kapazität am PI-Ausgang zu groß, reicht der maximale Strom durch die Widerstände nicht aus um die Last-C's "sofort" leerzubekommen worauf der Anodenstrom des eigtl. Splitters halt Null wird (und mit Gegenkopplung dann erst recht Mist passiert weil sie eben kurz aufgeht und danach enstprechend überschießt).
- Ist er da (am Speaker-Out mit korrekter auch bei HF noch ohmscher Dummyload), wenn du die Endstufe isoliert anfährst, ohne PI (eine Seite ansteuern reicht, für Kleinsignal)? Dann ist es wohl eine LC-Reso am Trafo, da kann man wenig machen, ausser genau passend snubbern (also ein Serien R+C über der Primärseite insgesamt, von Anode zu Anode. Der R muss genau passen so dass er den Trafo aperiodisch bedämpft, und der C verhindert dass tiefe (Nutz-)Frequenzen unnötig belastet werden. Ist aber ne blöde Lösung weil man hochspannungseste Teile braucht (sowie einen HV-Tastkopf wenn man an den Anoden direkt messen will) und das ganze nicht einfach zu dimensionieren ist. Manchmal reicht es auch sekundärseitig zu snubbern...
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Hiho,
das ist ja ein interessanter Verstärker geworden! :D zu ein paar Punkten hätte ich aber noch Ideen.
Ein anderes Thema habe ich auch noch: unter großer Last geht die Spannung am Schirmgitter noch stärker zurück als die Anodenpsannung. Das ist einerseits erwünscht, vermindert aber die Spannung am PI und später auch an den Vorstufenröhren unverhältnismäßig. Gerade am PI ist aber eine idealerweise gleichbleibend hohe Spannung erwünscht. daher frage ich mich, ob es vielleicht sinnvoll sein könnte, vom Reservoirkondensator eine zweite Siebkette abzuzweigen, über die die Vorstufenröhren versorgt werden.
Zumindest würde ich schwer empfehlen ein Siebglied zwischen die Abgriffe der Schirmgitter und der Vorstufe einzufügen. So kann Schirmgitterstrom zu einem Einbrechen der Versorung führen, was dann in die beiden Stufen davor einkoppeln kann. Dann kann auch der Längswiderstand zu den Schirmgittern reduziert werden, diese sollten weniger störungsanfällig sein. Wenn die Spannung noch weniger einbrechen soll ist eine Drossel recht Praktisch wenn noch Platz ist.
Mir geht es jetzt darum, wie man es reduziert, ohne die Bandbreite zu sehr zu beschneiden.
Die Bandbreite wird bei einer Gegenstufe mit Gegenkopplung weniger beschnitten als man auf Anhieb denkt, in der ersten Edition von Blencowes Preamp Buch gibt es ein interessantes Kapitel dazu. Ein Kondensator vom Signal zu Masse reduziert erstmal die open Loop Bandbreite des Signals wie ein RC-Glied. Wird die Gegenkopplung hinzugefügt, steigt die Bandbreite wieder, da die davor gedämpften Frequenzen dadurch in der Gegenkopplung weniger vorhanden sind. Um die Endstufe zu stabilisieren ist es daher eine gute Idee an einer Stelle die Höhen stark zu reduzieren, zB mit dem bei Marshall üblichen Kondensator zwischen den LTP Anoden oder Kondensatoren von Steuergitter zur Kathode an den Leistungsröhren. Ein Kondensator parallel zum GK Widerstand erhöht die Gegenkopplung bei hohen Frequenzen und kann daher sogar destabilisierend wirken. Und die Gegenkopplung scheint mir ind em Verstärker auch so schon recht heftig zu sein.
viele Grüße,
Tobi
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Bzgl. Stabilität, es gelten die selben Regeln wie immer (also zB wie für OpAmps) : Der Schnittpunkt von Leerlaufverstärkung ("Aol") mit dem gewünschten Verlauf der Signalverstärkung ("1/ß", ß ist der Faktor mit dem die Ausgangsspannung auf den Gegenkopplungpunkt geführt wird) bestimmt die Stabilität. Sieht man sich den Bode-Plot des Quotienten an (also Aol/(1/ß) = Aol*ß), darf dieser beim Nulldurchgang (0dB) möglichst keine größere Phase als 120° haben (60° "Phasenrand" bis zu den kritischen 180°).
Deswegen ist es sinnvoll, genau nur einen einzigen, d.h. dominanten Pol (=Tiefpass erster Ordnung) in der Leerlaufverstärkung zu haben solange diese größer als 1 (0dB) ist, was der von Tobi erwähnte Kondensator leistet. Aber selbst wenn die weiteren Pole (die vom AÜ, zB) relativ weit weg sind, beinträchtigen sie die Phase schon deutlich früher. Deswegen kann ein genau passender Kondensator über dem GK-Widerstand helfen, besonders wenn die Verstärkung 1/ß groß ist. Die Leerlaufverstärkung beginnt irgendewann durch die weiteren Pole noch schneller abzufallen als die 20dB/Dekade und die Phase steigt auf deutlich über 90°, aber der nun ebenfalls abfallende Faktor 1/ß mit ebenfalls steigender Phase ergibt dann wieder einen stabilen Schnittpunkt.
Ein Schlüsseldokument dazu, für die Egg-Heads ;-) : http://www.ti.com/lit/an/sboa015/sboa015.pdf
Vor allem das Kapitel über Composite Amplifiers, weil dort ist behandelt was passiert und was beachtet werden muss, wenn mehr als ein Pol in der Leerlauf-Verstärkung vorhanden ist.
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Fürs erste habe ich mal den Kondensator über dem GK-Widerstand dahingehend optimiert, dass der Amplitudenfrequenzgang bis zur tiefsten Resonanz linear ist. Nach Experimenten mit einem Zobel-Glied an der Primärseite des AÜ, die ich aber fürs erste verworfen habe. Jetzt gibt es den Überschwinger zwar noch, aber es schaukelt sich nichts mehr auf.
Gerade denke ich darüber nach, ob man das Netzteil, das ich ja weitgehend aus dem ursprünglichen Bausatz übernommen hatte, auch noch mal besser durchdenken sollte, ggf. am Reservoirkondensator in getrennte Zweige für Schirmgitter und Vorverstärker auftrennen, um die doch recht starke Änderung der Betriebsspannung hinter dem SG-Abzwieg zu vermindern. Auch am PI muss ich noch ein Detail verbessern. Weil all das auch Auswirkungen auf die Stabilität haben dürfte, belasse ich es fürs erste mal dabei und schaue es wieder an, wenn der Verstärker komplett ist.
Ideen gehen dahin:
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An der Endstufe ist erst mal Pause angesagt. Sie funktioniert zwar, ist aber von der Ausbeute her doch eher enttäuschend. Was eigentlich keine Überraschung ist: der ATRA0201 liefert mit seinen in Reihe geschalteten Sekundärwicklungen und der Zweiweggleichrichtung gerade mal 100 mA - nur der Trafo selbst.
Die Sekundärwicklungen lassen sich aber auch parallel schalten. Dann habe ich doppelten Strom, halbe Ausgangsspannung und nahezu ein Viertel des Innenwiderstands.
Mit einer Brückengleichrichtung bekomme ich natürlich das bisherige Spannungsniveau, müsste aber doch wegen des geringeren Innenwiderstands einen bessern Wirkungsgrad haben?
Faustformeln, die ich im Netz ausgegraben habe, sagen voraus, dass ich etwa 20% mehr Strom würde entnehmen können. Das wäre doch schon mal ne Hausnummer.
Warum ich das nicht schon längst gebaut habe? Das Problem ist die Gewinnung der Biasspannung: beim ATRA0201 fehlen die entsprechende Sekundärwicklungen - klar, sie sind bei EL84-Endstufen eher unüblich.
Wie kann ich die mit möglichst gutem Wirkungsgrad erzeugen?
(ich weiß, am besten mit nem gescheiten Trafo..)
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Ich hab mir die mit einer Kaskade aus der Heizspannung generiert, Leistung brauchst du ja beim Bias nicht (stromlos) Siehe hier:
Grüsse
Wuff
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Und in EL84 Class B sind 300V und 50mA spezifiziert, da reicht dein Trafo doch dicke, sogar mit einer Wicklung und Brückengleichrichter...?
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Für 2 EL84 reicht er knapp. Aber ich will ja eigentlich versuchen etwas mehr aus dem Trafosatz herauszukitzeln. D.h. höhere Spannungen und etwas mehr Reserven für den Strom. Da wäre der der kleinere Innenwiderstand im Netzteil schon ausgesprochen hilfreich.
An die Heizung hatte ich auch gedacht. Der Trafo hat sogar zwei Heizkreise. Dann müssten allerdings alle Röhren an den ersten Heizkreis (kurzer Überschlag: 3A, daran 2 6L6 und drei ECCs mit 2.7 A ... passt, wenn auch knapp). Dann müsste ich sogar Deine Schaltung 1:1 übernehmen können.
Ok, ich sollte prüfen, an welcher Klemme die Windungen galvanisch verbunden sind; man kann sie nicht parallel schalten.
Kommst Du mit einem gemeinsamen Biastrimmer für beide Kanäle wirklich aus?
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Anderes Thema: Vorverstärker.
Eine meiner Ideen ist es ja, den Sound eines Hiwatt "einzufangen", aber mit einer anderen Klangregelung, die geringere Verluste aufweist und idealerweise auch noch ne Nummer flexibler ist. Der Preamp meines G-2000 spielt schon ein wenig in die Richtung, aber er ist insgesamt deutlich zu dumpf (und der Amp ist nicht so präzise wie der Mywatt.)
Also weiter nachgedacht. Bei der AMZ-Klangwaage und dem daraus abgeleitete Bone-Ray-Stack fällt auf, dass er in den Bässen eigentlich wenig Wirkung zeigt. Das dürfte vor allem dem doch recht großen Innenwiderstand der ECC83 geschuldet sein. Also könnte man die Sache doch dahin abwandeln, dass man eine reine Regelung der Höhen nimmt und diese mit einer Mittenbsenkung kombiniert.
Als Höhenregelung käme rein passiv der Höhenzweig einer Baxandall/James-Schaltung in Frage oder vielleicht auch die semiaktive Schaltung wie in der Gibsonette. AMZ- oder James-Schaltung in einer Gegenkopplung scheidet aus, weil dazu eine weitere Triode nötig würde.
Erstmal zur Erinnerung mal der Hiwatt-Tonestack, Bass auf für mich praxisrelevanten 25 und 50% (die anderen Werte auch)
Eine Bassregelung kann man wie beim Orange mit schaltbaren Koppelkondensatoren hinbekommen. Den beim G-2000 vorhandenen Bright-Switch muss ich auch noch unterbringen, auch wenn ich nicht glaube, dass sowas bei dieser Schaltung nötig sein wird. Also hier in diesem Projekt erstmal so wie gezeigt.
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Weil hier keine Bilder eingebettet werden können, muss ein zweiter Beitrag her.
Wie schon angedeutet: 2 Trioden, ECC83, Gibsonette-Höhenregelung und eine Mittenabsenkung mit Doppel-T-Filter. Mit der von Gibson bevorzugten Variante kam ich dem Verhalten des Hiwatt-Stacks näher als mit der von Framus bevorzugten Version. Das gilt besonders für die Abhängigkeit der Mittenfrequ der Absenkung von der Poti-Einstellung.
Als Poti bracht es da idealweise ein positiv logarithmisches. Zumindest, wenn ich die Schaltung in den G2000 oder einen anderen alten Dynacord einbaue und die Original-Potis verwenden will, habe ich das leider nicht zu Verfügung :-(
Mit der Schaltung kann man auch die Endstufe eines G-2000 noch durchsteuern, die immerhin 20V P-P benötigt, sogar, wenn man an Stelle der ECC83 die ECC82 verwendet. Hier ist die Endstufe empfindlicher - also passt das auch. Mit einer ECC82 kann man die zweite Stufe bei Bedarf gut überfahren. Auch das ist gewünscht.
Man sieht, dass bei starker Mittenabsenkung ganz ähnliche Frequenzgänge wie beim Hiwatt möglich sind.
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der ATRA0201 liefert mit seinen in Reihe geschalteten Sekundärwicklungen und der Zweiweggleichrichtung gerade mal 100 mA - nur der Trafo selbst.
Die Sekundärwicklungen lassen sich aber auch parallel schalten. Dann habe ich doppelten Strom, halbe Ausgangsspannung und nahezu ein Viertel des Innenwiderstands.
Kannst Du mir bitte mal zu beiden eine Schaltskizzze zeigen? Danke.
Hat da jede Sekundärwicklung +/- nach aussen geführt? dann kann ich mir parallel schalten erklären. Aber seriell mit Zweiweg??? ???
Gruss
Stefan
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Der Trafo hat zwei unabhängige Windungen für 230V/100mA, ohne Mittenanzapfung. Die kann man in Reihe schalten und bekommt dann hinter einer Vollweggleichrichtung unter Leerlauf so um die 300 V. Der Verknüpfungspunkt wird dann halt auf Null-Potential gelegt.
Oder man schaltet beide Windungen parallel und füttert einen Brückengleichrichter. Aus den 200 mA des Trafos werden dann in der Praxis wohl eher sowas um die 120 mA.
Das mit den Impedanzen ist dann ein wenig Rechnerei - die transformierte Eingangsimpedanz liegt halt in Reihe mit der Impedanz der Sekundärwicklungen.
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Kommst Du mit einem gemeinsamen Biastrimmer für beide Kanäle wirklich aus?
Ich hab mir aus meinem Fundus von 6P7S Roehren viere rausgesucht, die ungefaehr gleiche Daten hatten. Dewegen reicht der eine Trimmer aus.
Ausserdem haette ich mit zwei Trimmern auf der Sekundaerseite die Kaskade zu stark belastet...
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Also 300V als (einfache) Spitzenspannung ohne Last, weil die dioden als Rückschlagklappen dienen und die Elkos sich halt auf den letzten Peak an Spannung aufladen - ehrlich damit würde ich gar nicht erst rechnen, das bringt nix. Entscheident ist die Spannung bei Nennstrom. Und wenn der Trafo zu schwach ist ist er halt mal zu schwach von der Leistung. Gibt günstige Ringkern hier mit 300V bei 0.12A, kennst Du ja eh vermutlich
Gruss
Edit: an die 2 Stränge seriell nen Brückengleichrichter, was käme denn dann raus?
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Ausserdem haette ich mit zwei Trimmern auf der Sekundaerseite die Kaskade zu stark belastet...
Ok, das werde ich beachten müssen. Zum Glück habe ich ja eine große Toleranz.
Der die unterschiedlichen Innenwiderstände der beiden versionen machen sich übrigens im Modell erkennbar bemerkbar, und der Strom durch den Biaskreis auch. Klar, wenn das Ding derart spitz auf Knopf genäht ist...
Wenn ich an den beiden Strängen seriell nen Brückengleichrichter ansetzen würde, würde die maximal zulässige Anoden-Spannung an den Röhren.
An Stelle des erwähnten günstigen Ringkerns würde hier der ebenfalls noch lieferbare günstige konventionelle Trafo weiterhelfen.
Ich kann mich aber auch auf den Standpunkt stellen, dass halt genau das geht, was mit einer optimalen Beschaltung des Trafos geht, und ich dann damit zufrieden bin.
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Naja mit 2x230VAC in Reihe bekommst du gut 600VDC im Leerlauf. Ich kann das gut nachvollziehen, hab genau die gleiche Anordnung im TB5 Design für den Paraphase und die Schirmgitter der GK71....
Aber das sprengt bei dir jeden Rahmen. Also geht doch nur 230VAC parallel und dann BGL.
Für mehr Leistung müssen die Endröhren dann eben mehr Strom liefern, also zB EL34 oder 6L6 statt der EL84. Oder zwei EL84 parallel pro PP Seite, braucht aber vermutlich mehr Heizleistung als eine EL34.
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Klar, das hab ich natürlich auch nachgerechnet. Vor allem aber geht natürlich der Strom zurück, den der kleine Trafo liefern kann.
Ich denke schon, dass der effektivste Weg, den Trafo "optimal" zu nutzen, das ist, was wir gerade hatten: beide Sekundärwicklungen parallel und Bias aus einem Heizkreis ziehen.
Für nen größeren Trafo ist dann wiederum der Übertrager zu klein. Außerdem widerspricht das ja der Idee der Resteverwertung. Und noch außerdemer habe ich noch einen Trafosatz rumliegen, mit dem ich 80W aus 2 EL34 oder KT77 oder ggf GU50 zaubern kann.
Noch was zu den 600V: damit dann EL84 betreiben und das Feuerwerk genießen, dass das ergibt. Erkenntnisgewinn für die Frage, ob das Feuerwerk zuerst zwischen den Pins der Novalfassungen oder innerhalb der Röhre entsteht. Und danach Meditiation darüber, ob man der EL84 höhere Spannungen zumuten könnte, falls es sie in einem größeren Kolben gäbe ;-)
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So, anstatt die Vorstufe endlich zusammenzulöten habe ich doch nochmal heftig rumgespiced. Die Gibsonette-Regelung hat nur bedingt zu brauchbaren ergebissen gefürht - entweder war die Höhenanhebung sprunghaft oder der Regelbereich zu klein. In einem anderen Kontext - z.b. LoV-Amp - könnte das Verhalten günstiger sein - hier passt es leider nicht.
Also entweder BoneRay-Stack oder aber Mittenabsenkung über T-Filter und AMZ-Regelung. Leider lassen die beiden Schaltungen sich nicht ohne eine Entkopplung verknüpfen. In diesem Projekt hier kann ich die AMZ-Schaltung hinter das zweite System einbauen. Im G-2000 wird das schwieriger; da werde ich wohl beim BoneRay bleiben müssen. Bei der ist es aber nicht so einfach, die tiefe Absenkung in den Tiefmitten zu realisieren.
Zusätzlich erschwert wird die Angelegenheit dadurch, dass ich in beiden Amps meine alten Potis mit Flachachsen verwenden möchte. Rundachsen bei neuen Potis könnte man zwar abfeilen - aber den richtigen Winkel zu treffen artet bei mir immer zum Glücksspiel aus.
Aber seis drum, hier mal der aktuellste Stand.
C6 werde ich vielleicht noch umschaltbar machen. Auf jeden Fall möchte ich einen Schalter für den Tiefbassbereich - einen so kleinen Amp kann man mit dezent zurückgenommenen Tiefbässen merklich lauter spielen.
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Die beiden 100k Potis nach den Anoden sind mEn recht klein gewählt, warum nicht 1M oder sind das die vorgegebenen Flachbahner?
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Das sind die aus den alten Geräten ausgeschlachteten Potis. Hier könnte ich zwar anders dimensionieren, nicht aber im G-2000. Sie verhalten sich übrigens erstaunlich gutartig, sogar mit ECC83.
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Nach ein paar Probleme mit der Caskade in der Biasversorgung hab ich sie mal gespiced.
Ursprünglich waren die Elkos je 1µ, und ich hatte mich gewundert, wieso die Spannung unter Last auf gerade mal 9V einbrach.
Mit 47µ sieht das schon ganz anders aus. Leider ist vor allem bei kleineren Lastwiderständen die Restwelligkeit recht groß. Was sich - im Bild nicht gezeigt - durch erheblich größere innere Kondensatoren verbessern lässt - irgendwas um die 220-470µ.
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Ergänzung noch:
das ist eigentlich ein sehr schönes Ergebnis. Andere Topologien liefern deutlich längeren Einschwingzeiten und schlechteres Lastverhalten. Ausprobiert habe ich den Half Wave Parallel Multiplier
http://www.voltagemultipliers.com/pdf/Multiplier%20Design%20Guideline.pdf
und dessen Variante mit symmetrischem Aufbau, die nahezu identische Werte zur oben gezeigten Kaskade liefert. Man kann gut sehen, wie die Restwelligkeit bei großen Abschlußwiderständen zurückgeht. Die beiden "schönsten" Kurven zeigen das Verhalten bei nahezu unbelastetem Ausgang (1 GOhm).
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Bei meinem Entwurf war *nach* der Kaskade noch ein Siebelko von 22u, und der Bias reichte für 4 Endpentoden. Wundert mich dass du so grosse Elkos *in* der Kaskade brauchst.
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Die Last ist bei mir deutlich größer als in Deinem Beispiel: immerhin kann ich die für jede Röhre getrennten Biaspotis beibehalten. Unter den Bedingungen bekomme ich grad mal 9 Vo aus der Kaskade.
Wenn man das mit Deinem Ansatz wollte, bräuchte man pro Röhre eine Kaskade. Auch kein großes Problem, wenn man genügend Elkos in der Grabbelkiste hat.
Ein einziger dicker Elko am Ende der Siebkette müsste ziemlich groß ausfallen, weil die Siebkette ja viel niederohmiger als Deine ist. Das wird die Hochlaufzeit ganz erheblich verlängern. Große Elkos am Anfang der Kette brachten in der Simulation mehr.
Ich hab mal weiter mit den Zahlen gespielt: durch Vergrößern nur der innersten beiden Kondensatoren auf 470µ gewinne ich 6 dB im Fremdspannungsabstand (das im Bild gezeigte entspricht so um die 33 dB :-() .
Und wenn ich die Trimmer durch 100k-Potis ersetze , den gemeinsamen Widerstand auf 47k und bei den Gitterableitwiderständen 27 k nehme, passt es wohl ganz gut.
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Noch ne kurze Frage, bin grad ein bisserl müde: wenn ich auf beide Röhren das gleiche Eingangssignal gebe - hier das Störsignal der Restwelligkeit des Biaskreises - dann sollte sich das doch beim Zusammenfügen der beiden Signale im AÜ auslöschen, nicht wahr (Gleichtaktunterdrückung...)?
Und jetzt such ich endlich den Fehler auf dem Platinchen...
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Für kleine Störsignale am Steuergitter müsste das klappen, so lange die Endstufe im A Betrieb ist. Im B Betrieb dann nicht mehr, da dort nur eine der beiden Röhren jeweils in Betrieb ist.
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Und noch ne Frage, warum hast du die Spannungsquelle in der Kaskade in die Mitte gesetzt? Sie sollte an einem Ende plaziert sein, eine Wicklung auf Masse und der andere Zweig erzeugt die Hochspannung...
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Das ist eine "gestackte" Kaskade: https://en.wikipedia.org/wiki/Voltage_multiplier#/media/File:Stacked_Villard_cascade.svg
Das deutsche Wiki ist da leider deutlich weniger informativ. Hierzulande wird die Topologie gelegentlich auch als Trimborn-Kaskade bezeichnet, nach jemandem, der die Topologie offenbar zum zweiten Mal erfunden hat ;-)
Vorteil: geringerer Innenwiderstand - kürzere Viallard-Ketten zur Quelle, es liegen weniger Kondensatoren in Reihe.
Und dann probiere ich es erstmal aus und hoffe auf den Überdeckungseffekt: im B-Betrieb ist ja auch das Signal kräftig...
(ich frage mich übrigens, wie streng man das mit den 100kOhm Gitterableitung in der Realitität sehen muss - das dürfte doch stark vom Kathodenstrom abhängen...)
PS: hier steht noch ein bisserl mehr zur Wahl der Kondensatoren: http://blazelabs.com/e-exp15.asp
Und im Tietze-Schenk findet man sogar eine Formel für die Brummtpannung, in meiner alten Ausgabe auf S.13:
U_BR=I/f*(1/C1+2/C2+3/C3...), die Cs der Stufen vom Ausgang her rückwärts durchnumeriert. Das würde bedeuten, dass man tatsächlich die Kondensatoren zur Quelle hin sukzessive vergrößern müsste.
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Inbetriebnahme nach dem Umbau.
(https://www.tube-town.de/ttforum/index.php?action=dlattach;topic=12882.0;attach=58939;image)
Die Spannungen sehen ganz gut aus. Das Verhalten unter Last ebenfalls; die Spannungen brechen bei weitem nicht mehr so stark ein wie vorher.
ABER: die Ruheströme sind verdammt hoch; für 35mA sind gut -41V nötig - anstatt 29V. Das war vorher anders, und es passt auch gar nicht zu der Simulation. Die liefert die besagten -29 V, die ich früher auch reproduzieren konnte.
Außerdem gibt es ganz massive Übernahmeverzerrungen, aber seltsamerweise bei großer Aussteuerung, nicht bei kleiner.
Also: Stoff zum Nachdenken.
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Der benötige Bias hängt ja direkt von der Schirmgitter Spannung ab, vielleicht ist da dein Spice Modell nicht akkurat. Bei weniger Spannung, zB 250V an den Schirmgittern dürfte er niedriger sein.
Und die Übernahmeverzerrungen siehst du erst bei Übergang von A nach B Betrieb. Ist dein Bias stabil?
Ich hatte bei TB5 zeitweilig ein Problem mit absinkendem Bias (dh negativer werdend) bei starker Aussteuerung.
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Ach so, und sag doch noch was du da misst, sind das zB 36V (-36V, Bias?) oder 360V (Anode, Schirmgitter?), etc...
Und, weil ich da nicht mehr durchblicke, hast du nun EL84 oder 6L6 im Einsatz?
Grüsslis
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Das Bild zeigt den Leerlauf: auf dem analogen Multimeter die Anodenspannung (320V), auf dem VC250 die Schirmgitterspannung und auf dem kleinen Gerät die Spannung am Katodenwiderstand (1 Ohm, also Katodenstrom 36 mA).
Die Simulation hat vor dem Umbau in etwa gepasst (abgesehen von dem, was die falsche Impedanz des Netzteils bewirkt hatte, aber das war alles unmittelbar plausibel). Vermutlich sollte ich zuallererst mal sicherstellen, dass das Biassignal sauber und ohne Restwelligkeit ist. Wenn am Gitter aus irgendwelchen Gründen der Spannungshub der Eingangsspannung erscheint, könnte das ja genau die Abweichung im Ruhestrom verursachen.
Die Schirmgitterspannung sollte ich vielleicht auch mal überprüfen.
Und immer schon 6L6. Ich hab keine Lust auf nen Amp mit EL84 ;-)
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Gerade eben habe ich eine Arbeitspause genutzt, um die Spannungsquelle fürs Bias etwas besser nachzubilden: eine Wechselspannungsquelle mit dem Restbrumm, überlagert von der Sollspannung und mit 400 Ohm Quellimpedanz. Da sieht alles ziemlich gut aus. Mhmm...
Heute werde ich wohl eher nicht zum Messen kommen.
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Und immer schon 6L6. Ich hab keine Lust auf nen Amp mit EL84 ;-)
Der Thread Titel ist halt etwas misleading...
Nochmal zu den -41V am Bias, bist du sicher dass deine Biasmesswiderstände richtig sind? Vielleicht ist der Querstrom ja viel geringer als dir die 36mV suggerieren? Klingt eher nach 3.6mA wenn ich ins Datenblatt schaue und du hast einen falschen Zehnerfaktor in den R's.... Würde auch die Übernahmeverzerrungen erklären, viel zu kalt gebiast.
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Das war ja schon immer so, auch mit der anderen Biasversorgung. Und ja, ich hatte die Widerstände nachgemessen und sogar Korrekturwiderstände eingefügt.
Die Biasspannung habe ich mal genauer angeschaut: überlagert ist ein Sägezahn von 100Hz und ±0.2V. Das ist sogar weniger als in der Simulation der Kaskade. Das Signal habe ich in der Spannungsquelle der kompletten Endstufe nachgebildet. Da sieht man natürlich dessen Einfluss, aber es sieht alles sauber aus, und die Ruheströme bleiben im Rahmen.
Der Fehler muss woanders sein.
Ich grenze das mal ein: es gibt einen teilweise verdrahteten Vorverstärker - ohne Potis, ohne Verdrahtung der Klangregelung und ohne Röhre. Den sollte ich mal abklemmen. Und dann muss ich wohl doppelt und dreifach checken, ob nicht doch irgendwo zwei Drähte Kontakt bekommen haben.
Was auch auffällt: die Siebelkos werden blitzschnell entladen. Über immerhin 220k gegen Masse.
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Der Thread Titel ist halt etwas misleading...
Stimmt. Ich würde ihn ganz gerne umbenennen. Geht aber dank Editiersperre nicht mehr (bei SMF muss man dazu den ersten Beitrag ändern)
Nochmal zu den -41V am Bias, bist du sicher dass deine Biasmesswiderstände richtig sind? Vielleicht ist der Querstrom ja viel geringer als dir die 36mV suggerieren?
9.6 bzw. 9.8 Ohm.
Klingt eher nach 3.6mA wenn ich ins Datenblatt schaue und du hast einen falschen Zehnerfaktor in den R's.... Würde auch die Übernahmeverzerrungen erklären, viel zu kalt gebiast.
Ok, klar. Faktor 10... gewollte Abweichung vom Schaltplan, weil ich die gleichen Zahlen wie in den Dynacords wollte... und nicht mehr dran gedacht...
(undbekam schon Panik, weil ich da über 100 mV einstellen konnte und das für über 100 mA hielt...)
ich Bleu De Coup.
also morgen abend nochmal. Und sofort im Spice angepasst.
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So, zuallererst mal ein gutes neues Jahr Euch allen!
Pünktlich zum neuen Jahr ein paar Messungen. Messgeräte: Voltrcaft: Ug2, Philips: Ua, das Kleene: Bias.
Bei einen Ruhestrom von 21mA stellt sich eine Anodenspannung von ziemlich genau 300V ein. Die Schirmgitterspannung bleibt sicher kleiner als die Anodenspannung.
Eigentlich hätte ich mir schon ein wenig mehr Ua erhofft - das sollte auch locker mit EL84 gehen. Ok, der Trafosatz bringt offenbar wirklich nicht mehr.
Die Oszillogramme zeigen einmal das Clippen, das andere Bild zeigt das Verhalten ohne Signal: 100mV Brumm mit 100z, vermutlich vom Biaskreis. Alles ohne Gegenkopplung.
Mit anderen Worten: die Restwelligkeit schlägt voll durch. So wie das jetzt ist brauche ich gar nicht erst einen Lautsprecher anzuklemmen...
Jetzt weiß ich ja, was ich machen könnte, um das zu verbessern - aber auch, dass da bestenfalls 12dB mehr Fremdspannungsabstand drin sind. Irgendwie befriedigt das nicht so recht.
Trotzdem interessant und ausgesprochen lehrreich.
Welche Möglichkeiten hätte ich noch?
- Ultralinear - der Trafo hat entsprechende Anzapfungen. Dann dürfte ich wohl mit so um die 12W rechnen. Mit EL84 oder 7591 (ihrer "großen Schwester) dürfte die Verstärkung dann auch noch für eine Gegenkopplung über alles ausreichen.
- Umstellung auf kleinere Röhren - 6V6, 7591. Letztere wären nicht pinkompatibel, würde aber wohl sinnvoll Katodenbias zulassen.
Beides würde wohl in Richtung "kleine Fast-HiFi-Endstufe" gehen. Für die 7591 könnte der Raa etwas zu groß sein.
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Also ist dein Bias noch zu hoch (=zu negativ) wenn du noch diese leichten Übernahmeverzerrungen hast.
Und häng da n 100..220uF Kondi hin dann ist der Bias auch glatt. Die 100mV Brumm (wo gemessen?) dürftest du im LS fast nicht hören, das sind ca 1..2mW (!!).
Und nun bleib doch bei der Sache, nicht schon wieder das ganze Konzept über der Haufen werfen und mit anderen Ideen verzetteln (HiFi, UL, andere Röhren, etc..)
Das Design bringst du schon zum erfolgreichen Abschluss, ist ja kein Hexenwerk. Wär übrigens n lustiger Name für den Amp ;D
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Ich war ja schon mal so weit:
(https://www.ritzert.net/~beate/DSC_3930.JPG)
Die Brummspannung erscheint übrigens so am Lautsprecherausgang.
Die Übernahmeverzerrungen stören mich zunächst mal nicht. Ich konzentriere mich erst mal auf das Brummen. Hören, wie viel es wirklich ausmacht.
Und dann vermutlich die Last auf dem Biaskreis vermindern (die Restwelligkeit ist ja nahezu umgekehrt proportional zum Lastwiderstand) -> 100k-Trimmer anstatt 25k und dann halt entsprechend kleinere Gitterableitwiderstände, so dass die Belastung des PI gleich bleibt. Und wenn das nicht reicht, die 220µ an den Anfang der Kaskade - da wirken sie auch, und die Anstiegszeit bleibt kleiner.
Dann erst muss ich mir auch die G2-Versorgung nochmal anschauen. Wobei die Umstellung auf UL wirklich easy wäre.
Die Umstellung auf 6V6 hätte halt den Charme, dass da nur 2/3 der Gittervorspannung benötigt werden, also die Kaskade verkürzt werden könnte. Aber 35mA Ruhestrom pro Röhre braucht die auch. Läuft nicht weg.
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Kurz zum Brummen: am Lautsprecher ist es richtig laut und wegen der vielen Obertöne auch richtig gut zu hören. Das geht so auf gar keinen Fall.
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Noch eine Ergänzung: ich sollte immer im Hinterkopf behalten, dass der Übertrager nur für 50 mA ausgelegt ist. Das passt eher zu einer kalten Abstimmung.
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Erstes Teilergebnis: Netzteil geändert. Brummt immer noch, aber sehr viel leiser.
Was habe ich gemacht: die komplette Einstellmimik wesentlich hochohmiger ausgelegt und auch den Einstellbereich ein bisserl verkleinert. Soweit, dass es jetzt nicht mehr möglich sein sollte, den Ruhestrom so groß einzustellen, dass der kleine AÜ gekocht wird. Die Belastung der Kaskade ist dadurch von 26 kOhm auf 130 kOhm gestiegen - und wenn es bei Trimmern Werte zwischen 100k und 200 k gäbe, hätte ich noch etwas mehr erreichen können.
Außerdem habe ich der ersten Stufe der Kaskade 2x220µ zusätzlich zu den 47µ spendiert, sodass da jetzt 2x270µ filtern, ohne dass sich die Anstiegszeit allzusehr verschlechtert.
Im Endergebnis brummt es jetzt so, wie man es von einem alten Radio kennt, dessen Siebelkos anfangen, in die Jahre zu kommen. Röhrenradioklischeebrummen...
(und so ganz perfekt ruhig ist z.B. der Bouyer ST20 auch nicht...).
Fürs erste kann ich damit leben. Ein wenig Luft besteht ja noch: die Elkos der beiden anderen Stufen der Kaskade könnten ebenfalls größer werden (die Kapazitäten sollten eigentlich im Verhältnis 3:2:1 stehen, also 270µ:180µ:90µ). Leider fehlen mir da geeignete Werte - und auf dem Platinchen ist es bereits jetzt ziemlich eng.
Und dann hoffe ich noch auf die Gegenkopplung: weil das Störgeräusch ja in die Schleife eingestreut wird, sollte es von der GK mit bedämpft werden, nicht wahr?
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Hi Bea, also ein Brummen wirst du mit einer milden GK wohl nicht unterdrücken können, deswegen nochmal mein Tip: setz mal probehalber einen 220u HINTER die Kaskade, ich denke das wird helfen. Die G2 Spannung ist sauber, oder brummts da auch? Hast du schon einen Choke im Design?
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Nein. Mit den 220µ hinter der Kaskade wird es vor allem ewig dauern, bis die Spannung "da" ist.
Hier mal ein Bild vom Signal, wieder Vollaussteuerung:
(https://www.tube-town.de/ttforum/index.php?action=dlattach;topic=12882.0;attach=58999;image)
28V P-P bei Vollaussteuerung. Also gut 12 W. Aber anscheinend sauberer als mit der ersten Bias-Versorgung.
Kein Wunder - die Anodenspannung geht ja bereits im Leerlauf auf 300V zurück.
Da ist schlicht der Netztrafo am Limit. Und weil ja auch der Übertrager so winzig ist, hat es vermutlich kaum einen Sinn, da allzu intensiv weiter herumzutricksen.
So aus dem Bauch heraus sollte ich das entweder so lassen oder mir etwas komplett anderes überlegen. Kleinere Röhren, UL oder beides. Vielleicht auch ganz schlichtes automatisches Bias. Mal sehen - das ist ja eher eine Spielkiste, mit der ich Erfahrung sammeln will.
Ich hab ja schließlich noch zwei Dynacord-Trafosätze für 750V über...
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Kurz noch was zu dem "Nein": den Fall hatte ich mit Spice untersucht - die 220µ in der ersten Stufe bringen genauso viel, nur die Spannung baut sich sehr viel schneller auf.
Abhilfe wäre wie bei Dir, auf die getrennten Trimmer für jede Röhre zu verzichten und die Kaskade hinter den Einstelltrimmer zu legen. Dann wird die Kaskade ja nur noch durch den sehr großen Eingangswiderstand der Röhren belastet und deshalb deutlich brummärmer.
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Letzte Ergänzung für heute:
Gegenkopplung eingebaut und einjustiert, sodass Rechtecke auch bei Vollaussteuerung gerade ohne überlagerte Oszillationen wiedergegeben werden. Das Signal sieht jetzt bis zum Clippen sauber aus.
Brummspannung gemessen: 13.5 mV P-P (bei offenem Eingang, Eingangsempfindlichkeit ca 5-6Veff ). Bei Hörtest habe ich daran gedacht, den Eingang kurzzuschließen. Auf den ersten Eindruck ist die Kiste ruhig, 30-40cm vom Lautsprecher entfernt hört man noch ein ganz schwaches Brummen.
Schön.
Das darf erst mal so bleiben. Und wenn ich irgendwann mal einen ganz großen Rappel habe, packe ich doch noch ein paar Kondensatoren in die Kaskade...
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Doch nicht die letzte Ergänzung: ein Heiztrafo 220V/6V / 0.8A über einen Vervierfacher liefert theoretisch etwas über 30V bei max 200 mA. Das müsste man doch auf die Anodenspannung addieren können? Nach dem gleichen Prinzip wie in den Dynacords die hohen Anodenspannungen erzeugt werden? Oder ist das jetzt eine ganz schnapsige Schnapsidee?
(Den Trafo hab ich rumliegen...)
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Moin,
https://de.wikipedia.org/wiki/Hochspannungskaskade
schau dir nochmal diesen Artikel an, da siehst du, dasss eine Kaskade (oder jeder Kaskaden Zweig) immer aus ganzzahligen Vielfachen von 2 an Kondensatoren und Dioden besteht (2, 4, 6, ...). Der erste ist jeweils der Schubzweig der zweite der Glättungszweig. Und dir fehlt letzte Glättungszweig bei dir weil du nur 3 C-D Kombis benutzt...
12W sind natürlich nicht allzuviel, aber bei 300V und dem kleinen OT ist ja auch nicht viel mehr drin. Allerdings wird eine zweite Kaskade zum Boosten der Anodenspannung nicht genug Power haben, siehst du ja schon hier beim Bias Aufbau.
Kleinere Röhren, UL und auto Bias sind übrigens alle leistungsmindernd.
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Und dir fehlt letzte Glättungszweig bei dir weil du nur 3 C-D Kombis benutzt...
Dachte ich auch erst. Bis ich mir die Spannungen innerhalb der Kaskade im Spice angeschaut hatte. Das passt schon, warum auch immer.
12W sind natürlich nicht allzuviel, aber bei 300V und dem kleinen OT ist ja auch nicht viel mehr drin. Allerdings wird eine zweite Kaskade zum Boosten der Anodenspannung nicht genug Power haben,
Das würde auf einen Vervierfacher hinauslaufen ... und dann benötige ich 200 mA, hätte aber 800. Die Siebkondensatoren bei einem Vervierfacher sollten gegenüber dem normalen Gleichrichter um mindestens den Faktor 10 vergrößert werden, damit die Regulation passt (s. Blencowes Netzteil-Buch).
Der wesentliche Grund dafür, dass ich es nicht einfach ausprobiert habe, ist der verfügbare Platz - eigentlich geht das nur vorne in der Vorstufenkammer oder in der Nähe des Übertragers.
Kleinere Röhren, UL und auto Bias sind übrigens alle leistungsmindernd.
In den Simulationen war das zumindest bei der EL84 nicht der Fall; die hat im B-Betrieb mindestens mitgehalten und kommt da sogar mit einem deutlich geringeren Ruhestrom aus.
Wieso UL leistungsmindernd ist, möchte ich noch verstehen. Das ist doch eine spezielle Form der Gegenkopplung, und eine Form, bei der die G2-Spannung sehr groß ist. Aber auch hier - ohne mir das vorher klargemacht zu haben und auch vergleichend untersucht zu haben, würde ich das nicht umsetzen.
Die Echolette M40 bringt mit einer EL84-UL-Endstufe ebenfalls volle Leistung - 32W Sin aus 4 Röhren, also das, was man von einer EL84-Endstufe erwarten darf. Aber dort ist auch die Anodenspannung deutlich höher als 300V. Auch in der M40 laufen die Endröhren mit kleinem Ruhestrom und damit einhergehend großer Aussteuerbarkeit am Eingang.
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Noch ein Wort zum Brummen: gerade hab ich ein wenig über den Bouyer ST20 gedudelt. Der brummt tatsächlich merklich stärker als diese Endstufe - und es stört in der Praxis nicht. Also Entwarnung.
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Wieso UL leistungsmindernd ist, möchte ich noch verstehen. Das ist doch eine spezielle Form der Gegenkopplung, und eine Form, bei der die G2-Spannung sehr groß ist.
Genau nicht: Bei Ultralinear hängen die Schirmgitter ja an den UL Taps des OT, die wiederum per Wicklung mit den Anoden verbunden sind. Steuert jetzt eine Röhre aus, sinkt deren Anodenspannung und damit gleichzeitig auch die damit verbundene g2 Gitterspannung. Das bewirkt eine Gegenkopplung.
Ohne UL sind die g2 auf konstantem Pegel und damit ist nichts gegengekoppelt.
UL Ist eigentlich nur für HiFi interessant. Im Gitarrenamp ist eher Leistung gefragt, und auch der klangformende Klirrfaktor.
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Genau nicht: Bei Ultralinear hängen die Schirmgitter ja an den UL Taps des OT, die wiederum per Wicklung mit den Anoden verbunden sind. Steuert jetzt eine Röhre aus, sinkt deren Anodenspannung und damit gleichzeitig auch die damit verbundene g2 Gitterspannung. Das bewirkt eine Gegenkopplung.
Ja klar. Und die Schirmgitterspannung bleibt immer haarscharf unter der Anodenspannung und ist deshalb so groß wie möglich.
Weil es aber eine Gegenkopplung ist, erwartet man doch keinen Leistungsrückgang, sondern nur ein anderes Zerrverhalten und den Bedarf nach einem größeren Pegel am Eingang. DESHALB verstehe ich nicht, woher die Leistungsreduktion kommen soll.
UL gibt es auch in Gitarrenamps - Paradebeispiel der Fender Twin Reverb mit 135W. Witzigerweise hat die kleinere Ausführung mit nur 100W einen normale PP-Endstufe.
Und die Echolette M40 wird von Gitarristen wegen ihres Sounds bei übersteuerter Endstufe geschätzt, auch wenn deren SG-Widerstände dafür zu knapp bemessen sind.
Der Amp hier ist übrigens als kleiner Bassamp gedacht.
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Ja klar. Und die Schirmgitterspannung bleibt immer haarscharf unter der Anodenspannung und ist deshalb so groß wie möglich.
Weil es aber eine Gegenkopplung ist, erwartet man doch keinen Leistungsrückgang, sondern nur ein anderes Zerrverhalten und den Bedarf nach einem größeren Pegel am Eingang. DESHALB verstehe ich nicht, woher die Leistungsreduktion kommen soll.
UL gibt es auch in Gitarrenamps - Paradebeispiel der Fender Twin Reverb mit 135W. Witzigerweise hat die kleinere Ausführung mit nur 100W einen normale PP-Endstufe.
Und die Echolette M40 wird von Gitarristen wegen ihres Sounds bei übersteuerter Endstufe geschätzt, auch wenn deren SG-Widerstände dafür zu knapp bemessen sind.
Der Amp hier ist übrigens als kleiner Bassamp gedacht.
Hallo Bea,
UL mindert die Leistung ja auch nicht - wenn Du die Endstufe härter anfährst, kommt - wie bei jeder Gegenkopplung - auch wieder das Gleiche raus.
UL ist - so wie Du es beschrieben hast - durch aus bei Gitarrenverstärkern verwendet worden - nur halt nicht oft.
Der Marshall Major ist UL - die 70 und 135W Fenders sind UL - die alten SUNNS...
OK - manche haben Hifi-Gene. Der Endstufe des Majors stammt wohl aus einer GEC Application, die Sunns waren astreine DYNACO Endstufen.
Trotzdem werden sie gerne genommen.
Die Spannungen bei den 135W Fenders sind übrigens um ein paar Volt höher, als die der 100er. Die Trafos sind anders angepasst - und die ECC81 hatte wohl auch noch ein paar Muckis übrig ;)
Grüße
Jochen
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Also wie vermutet. Und vermutlich kann man dann auch die Angabe aus dem KT77-Datenblatt in die Tonne treten, derzufolge im UL-Betrieb an den G2 800V anliegen dürfen, aber im PP-Betrieb nur maximal 300V - erscheint mir widersinnig, wenn man darauf achtet, dass Ug2 < Ua und die Verlustleistungen immer eingehalten werden.
Zurück zu meinem Amp: der G2-Versorgung habe ich ja sowohl im Netzteil als auch direkt an den Gittern ziemlich große Widerstände spendiert. Das funktioniert prima: bei geringer Aussteuerung bleibt die Spannung relativ stabil und nah an der Anodenspannung, und sobald man die Aussteuerungsgrenze erreicht, zieht der G2-Strom die Versorgung heftig in den Keller. Sofern man den Simulationen trauen kann, bleibt da auch von der Verlustleistung an den G2 alles satt im grünen Bereich.
Und noch ein Gedanke zu meiner Idee mit dem kleinen Trafo: das Ding hat 5VA. Wenn ich einfach mal den Wirkungsgrad einer B-Endstufe ansetze, muss ich froh sein, wenn ich durch den Trafo mehr als 3W zusätzlich aus dem Amp herauskitzeln kann - egal wie trickreich ich es beschalte. Und mehr als 4W extra darf ich nicht erhoffen. Oder mache ich da einen Denkfehler, weil das Teil ja abwechselnd die eine und die andere Halbwelle bedient?
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Ja klar. Und die Schirmgitterspannung bleibt immer haarscharf unter der Anodenspannung und ist deshalb so groß wie möglich.
Weil es aber eine Gegenkopplung ist, erwartet man doch keinen Leistungsrückgang, sondern nur ein anderes Zerrverhalten und den Bedarf nach einem größeren Pegel am Eingang. DESHALB verstehe ich nicht, woher die Leistungsreduktion kommen soll.
Meinst du da nur den DC-Anteil oder die Momentanspannung bei Aussteuerung? Ersterer sollte dabei nicht sonderlich wichtig sein, bei zweiterer stimmt die Aussage meines Erachtens nach nicht wirklich. Die Schirmgitterabzapfungen sind bei UL-Trafos dazu gedacht dass das Schirmgitter einen definierten Teil der AC-Anodenspannung abbekommt - in der negativen Halbwelle ist ihre Spannung damit zuverlässig über der Anodenspannung.
Die Argumentation mit der Gegenkopplung funktioniert meines Wissens nach nur im Kleinsignalbereich. Für die Maximalleistung bei Übersteuerung ist im AB-Betrieb mit gegebenem AÜ vor allem interessant wieviel Strom die Röhre liefert wenn Steuergitterstrom einsetzt (und wie lange so viel pro Periode fließt). Und dieser Strom wird durch den UL-Betrieb (genau wie durch Schirmgitterwiderstände) beeinflusst da die Kennlinie für Ug1=0V flacher verläuft, je stärker die Schirmgitterspannung einbricht wenn maximaler Anodenstrom fließt.
Und noch ein Gedanke zu meiner Idee mit dem kleinen Trafo: das Ding hat 5VA. Wenn ich einfach mal den Wirkungsgrad einer B-Endstufe ansetze, muss ich froh sein, wenn ich durch den Trafo mehr als 3W zusätzlich aus dem Amp herauskitzeln kann - egal wie trickreich ich es beschalte. Und mehr als 4W extra darf ich nicht erhoffen. Oder mache ich da einen Denkfehler, weil das Teil ja abwechselnd die eine und die andere Halbwelle bedient?
Das sollte schon stimmen, was an Leistung aus der Endstufe kommen soll muss am Anfang erstmal hineinfließen. Dazu hätte ich da etwas Bedenken bezüglich der Isolation auf der Sekundärseite des Heiztrafos. Wenn die Kaskade wie bei dem Dynacord Eminent II dessen Schaltplan ich auf Anhieb gefunden habe eingesetzt werden würde, müsste die Isolation da min 300V zum Chassis aushalten. Und nahe Massepotential fällt mir nichts ein mit dem man damit die Leistung elegant boosten könnte.
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Mit anderen Worten: ich freu mich, wenn die Endstufe so wie sie ist gut klingt...
Mir gib es ja vor allem darum, ein paar Dinge abseits der ausgetretenen Pfade auszuprobieren - den PI, die Klangregelung um Vorverstärker, und bei vergleichsweise moderaten Spannungen mal etwas komplett selbst zu entwerfen - bevor es darum geht, das auf den Trafosatz eines Eminent 2 zu übertragen.
Und dabei Resteverwertung zu betreiben.
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...wie wärs dann mit nem Pentodyn-PI ;) ;D
hey und versuch mal den Thread Titel in 6L6 zu ändern, wenn du antwortest
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Das müsste ich beim ersten Beitrag machen, damit es dauerhaft wirkt.
Den kann ich aber leider nicht mehr editieren.
Pentodyn braucht mehr Heizstrom. Die ECC82 dürfte wohl auch nicht das Problem sein... Das Ding bleibt jetzt erst mal so wie es ist - bzw. ich bau den Preamp fertig und schau mal, wie der Amp klingt.
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Pentodyn braucht mehr Heizstrom.
Njet. Sogar weniger. Die EF86 hat 200mA Heizstrom, die ECC82 hat 300mA. Ich dachte nur, weil du mal was Neues ausprobieren wolltest....
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Die ECC82 hat aber zwei Systeme.
Ich liebäugel übrigens für den Dynacord-Trafosatz mit einer ECF803... mit der Pentode als Treiberstufe und der Triode als Katodyn. Spice-Modelle gibt es neuerdings auch...
HIER ging es mir erstmal um die galvanische Kopplung. Außerdem sieht man die ECC82 ja eher selten als PI, obwohl sie u.A. dafür gedacht war.
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Zurück zum aktuellen Projekt. Vorverstärker. Eigentlich hatte ich den schon teilweise zusammengelötet, jedenfalls die Beschaltung des Röhrensockels. Und dann stellte ich im letzten Moment fest, dass ich unpassende Potis rausgesucht habe und keine passenden mehr (ich Trulla...). Ok, zwei 1 Meg-Potis als Lautstärkeregler sind ja eigentlich soooo unpassend nicht. Sie passen nur nicht ins Konzept des Preamps, den ja eigentlich für den G-2000 gedacht war. Also denken und umbauen - Hauptthemen sind die zu starke Wechselwirkung zwischen den Klangregelstufen, die Empfindlichkeit des Mittenreglers gegenüber Quell- und Lastimpedanz - und der Miller-Effekt bei hoher Verstärkung und hochohmigen Quellen.
Im Plan unten musste ich daher die Eingangsstufe des PI einbeziehen. Gegenüber vorher wanderte der PI-Regler wieder zwischen die beiden ersten Systeme und die Mittenabsenkung hinter die 2. Stufe.
Weil die Lautstärkepotis jetzt hochohmig sind, kommen sie natürlich hinter die Klangregelstufen. Und sie dienen als Gitterableitwiderstände. Mhmm, ist zwar gängige Praxis, aber so ganz wohl ist mir dabei nicht ... Gitterableitung über lange Leitung zum Poti auf Platinchen...
Bei der zweiten Stufe gibt es einen Besonderheit: wenn ich die Stufe wie gehabt mit Katoden-C baue, ist die Verstärkung größer als nötig, vor allem aber bewirkt die Miller-Kapazität eine deutliche Höhendämpfung. Wenn ich den Katoden-C weglasse, tritt diese Dämpfung eine Oktave höher auf, und das passt dann. ABER: durch die Stromgegenkopplung steigt der Ausgangswiderstand. Und das beinträchtigt die Funktion des Mittenreglers.... doof.
Mit einer ECC81 wäre das alles kein Thema - aber die scheidet wegen ihrer Mikrofonie-Neigung leider aus. ECC88 würden auch funktionieren - aber die besitze ich nicht. Und ich weiß nicht, wie sie klingen, wenn man sie übersteuert.
Was also tun?
Spannungsgegenkopplung? So dass die gleiche Verstärkung wie mit Stromgegenkopplung erzielt wird?
Würde den Innenwiderstand der Schaltung um den Gegenkopplungsgrad vermindern. Leider aber auch den Eingangswiderstand. Der liegt ja wechselstrommäßig parallel zum Gitterableitwiderstand.
Weil die Klangregelung ja relativ hochohmig ist, wäre auch der GK-Widerstand groß, überschlagsmäßig in der Größenordnung mehrerer Megohm. Mit Trial and error war ich schnell bei um die 5Meg; ich habe dann 5.6Meg gewählt und hoffe, dass ich das im Fundus habe... und glücklicherweise funktioniert die Klangregelung an diesem leicht verminderten Lastwiderstand immer noch ordentlich.
Übersteuerungsverhalten 2.Stufe: das sollte ganz ähnlich dem einer Gainstufe mit Katoden-C sein. Und der Ausganspegel - 13.5V P-P hinter am Mastervolume - reicht locker aus, um den PI zu überfahren. Mit 30 mV Eingangsspannung.
Was fehlt: ein Bright-Switch. Was bewährt sich bei Gitarrenamps besser? Am Gain-Poti oder über den katoden-C? Ersteres würde bei weit geöffnetem Gain-Poti wenig bis gar nicht wirken, also bei Clean aufhellen und bei Crunch nicht wirken. Wäre das nicht sogar klanglich günstiger?
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Hallo Bea,
ich finde es mal erfrischend, das Du hier einen Vorverstärker aufbaust, der nicht die Standard / 0815 Schaltung hat.
Berichte bitte weiter über die Evolution des Amps.
Ich bin gespannt, ob er deine Vorstellungen trifft.
Gruß
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Hallo Bea,
du hast die Stufen relativ kalt "gebiased".
Mit kleinerem RK und RA kannst du die Ausgangs-Impedanzen noch verkleinern.
Gruß
mike
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Genau. Aber vergleichsweise wenig. Und kalt Biasen beeinflusst das Verhalten bei Übersteuerung.
Wenn ich nicht total daneben liege, sollte besonders die 2.Stufe dadurch weicher in die Verzerrung gehen - trotz der Gegenkopplung. Die ist wie gesagt als Äquivalent zur der Stromgegenkopplung ausgelegt, die man durch Weglassen des Katoden-C erhält.
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Ich bin gespannt, ob er deine Vorstellungen trifft.
Ich bin auch mal gespannt. Ist übrigens evolutionär - wenn Du meinen Preamp aus dem G-2000 anschaust oder den noch früheren aus dem Valve Junior. Immer geht es um eine ähnliche Charakteristik. Immer auch darum, sowohl eine schönen sauberen, bassgeeigneten Ton und gleichzeitig die Möglichkeit weich einsetzender Verzerrung der 2.Stufe (also bei Zimmerlautstärke).
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Ready to take off. Aber nicht mitten in der Nacht ;-)
(https://www.ritzert.net/~beate/DSC_3969.JPG)
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Und er klingt wie ein Großer. Sehr clean, ähnlich wuchtig wie ein Hiwatt, nur dass dann halt irgendwann mal "Schluß" ist. Von daher darf ich mich freuen und vielleicht noch ein, zwei Details fein abstimmen.
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Gute Sache!
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Das Feintunig betraf zum einen den Bright-Schalter. Kondensator am Poti. Die 100 pF waren dann doch ein bisserl zu dezent. Besser: 430pF mit 330k in Reihe. Hebt den Präsenzbereich an und bleibt in den hohen Höhen zahm.
Dann hatte ich beim Mittenregler versehentlich die zentrale Frequenz zu tief gewählt. Kondensatortausch. Jetzt passt es wie beim Hiwatt.
Und hier die Headshell - ein Sanierungsfall... das Wiederankleben des Tolex ist nicht das Thema; ich teste hier grad mal die Möglichkeiten von Fischleim aus, ansonsten weiß ich ja, dass man sowohl Ponal als auch Kövulfix verwenden kann. Aber die Oberfläche? Das Teil habe ich schon zum zweiten mal unter der Dusche abgeschrubbt ...
(https://www.ritzert.net/~beate/DSC_3971.JPG)
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Mach einfach die Metallkanten ab und spraylackier das Ding in deiner Wunschfarbe (violett?). Dazu ist allerdings etwas Erfahrung notwendig.
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Gruppenbild mit Dame. Scharfe Augen können die Skalenbeschriftung lesen ;-)
(https://www.ritzert.net/~beate/DSC_3973.JPG)
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Little BeaR :D
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Gruppenbild mit Dame. Scharfe Augen können die Skalenbeschriftung lesen ;-)
(https://www.ritzert.net/~beate/DSC_3973.JPG)
11?
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11?
Yes, Sir.
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Yes, Sir.
;D ;D ;D
one louder