Tube-Town Forum
Technik => Tech-Talk Design & Konzepte => Thema gestartet von: _AlX_ am 13.06.2010 18:52
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Hallo zusammen,
ich mache mir ja derzeit Gedanken über eine Gitarrenendstufe, die ich dann mal in 19" aufbauen will. Der Flexibilität wegen möchte ich dabei auch eine Gegenkopplung einbauen, und schiele dabei natürlich auf die Vorteile von Presence und Depth-Regelung. Dass das Thema äußerst komplex werden kann, zeigt allein die SuFu. Ich habe auch versucht, mich an anderen Stellen (Aiken, Valvewizard.co.uk und seinem Designing Tube Preamps...-Buch, SLO-Clone-Forum...) diesbezüglich schlauer zu machen, tue mich aber nach wie vor in einigen Angelegenheiten etwas schwer. Zur Veranschaulichung hab ich einfach mal eine Skizze der SLO-Gegenkopplung nach Joachims Schematic ( http://www.tube-town.de/ttforum/index.php/topic,3292.msg26052.html#msg26052 ) angehängt; Vielleicht könnte mir ja jemand in folgenden Sachen auf die Sprünge helfen:
1) R1 und R2 fungieren als Spannungsteiler, um so den Dämpfungsfaktor der Gegenkopplung der Endstufe zu bestimmen; Kann man, in dieser speziellen Schaltung, R1 im Layout auch direkt an den Speakeranschluss des AÜ verschieben, um das Signal, das durch den Amp geschickt wird, etwas zu entschärfen? Sollte doch keinen Einfluss auf die Performance der übrigen Elemente des NFB-Loops haben, oder?
2) Die Grenzfrequenz des aufgedrehten Presence-Potis errechnet sich lt. dem Blencowe-Buch auf S. 193, solange das NFB mindestens 6dB beträgt, grob über f=1/(2*pi*C4*(R1|R2)). Das wären bei mir so um die 379Hz, also die Frequenzen oberhalb würden weniger gegengekoppelt, bzw. stärker geboostet. Warum das jetzt so ist, hab ich aber nicht mitbekommen, daher...
3) ...habe ich keine Ahnung, wie man etwa die -3dB-Frequenz des Depth-Reglers bestimmen könnte. Man liest hier im Forum oft davon, dass C1 mit Werten zwischen 2n2 und 6n8 betrieben wird, doch die genauen Auswirkungen verstehe ich so nicht. Das ganze ist doch ein Hochpass, der über das 1M-Poti graduell umgangen werden kann, ja? Wie kommt man da auf eine ungefähre Hausnummer?
4) Das 1M-Poti hat demnach eher einen Einfluss als Spannungsteiler auf die Dämpfung der tiefen Frequenzen, und nicht so sehr auf die geregelte Grenzfrequenz, so dass man hier auch geringere Werte ausprobieren könnte, soweit ich gelesen hab?
5) Ich hab immer im Kopf, dass sich bei Kondensatoren in Reihenschaltung die Kapazität nach umgekehrtem Verhältnis verringert. Hat so gesehen nicht das "Hinzufügen" von C2 zur Schaltung einen entsprechenden (dämpfenden!) Effekt auf die tiefen Gegenkoppel-Frequenzen, die über C3 an den nicht-invertierenden Eingang des LTP gehen? Demnach würde dieser doch letztendlich einen "Bass Boost" bewirken, im Gegensatz etwa zu einer simplen Drahtbrücke? Dafür würde sprechen, dass manche Leute mit einem 22uF-Elko an dieser Stelle anscheinend schon einen weit aufgeräumteren Bassbereich erzielt haben sollen... Sprich, die Bassgegenkopplung steigt entsprechend von C2=100n... über 22uF... bis hin zur Drahtbrücke, nur dass wir mit letzterer auch DC auf den Speakeranschlüssen haben, ja? Dann frage ich mich, warum man im Hinblick auf den C3, in fast jedem gängigen LTP mit 100n dimensioniert, doch zu einem C2 mit nur 100n gegriffen hat? Pure taste?
6) Das ganze wird für mich umso wackeliger, wenn ich über die Phasenverschiebung durch einen Kondensator nachdenke, das hab ich auch noch nicht wirklich begriffen. Idealerweise soll das Gegenkopplungssignal ja genau dem normalen Eingangssignal entgegenwirken, d.h. um 180° phasenverschoben auf das Eingangssignal gegeben werden. (Im Falle des LTP mit seinen gegenphasig arbeitenden Eingängen soll das Gegenkopplungssignal für den zweiten Eingang gleichhasig sein)
Beträgt nun die Phasenverschiebung durch einen Kondensator für "alle Frequenzen" stets bis zu 45°, oder ist es viel mehr so, dass bei RC-Filtern die Phasen unter (bei Hochpass) bzw. über (bei Tiefpass) der jeweiligen Grenzfrequenz zunehmend gegen 45° verschoben sind? (Ich habe mich zu "Phasenverschiebung" und "Phasenverschiebungswinkel" im Buch "Grundlagen der Elektrotechnik" von Gert Hagmann umgesehen, doch die Erklärungen hier beziehen sich nicht wirklich auf "unser" Thema, und sind für mich daher nicht so verständlich übertragbar. )
Dafür spricht aber auf jeden Fall die "Feedback Theory" ab Seite 214 aus dem Buch meines Lieblingsmagiers. Blencowe stellt in seinem Buch auf S. 224 jedoch auch einen "speed up capacitor" im 220pF-Bereich vor, der parallel zu R1 geschaltet werden kann, damit hohe Frequenzen, die zunehmend unter Phasenverschiebung leiden und daher nicht mehr entsprechend "Angriffsfläche" auf das Eingangssignal haben, etwas "phase-lag" aufholen können falls nötig. Das kapier ich überhaupt nicht, bremst man die nicht gerade durch einen Kondensator nur noch weiter aus? (Auch wenn sie dadurch im Pegel etwas geboosted werden)
Vor dem Hintergrund wundert es mich immer, in den verbreiteten Schematics so viele Kondensatoren im NFB-Loop zu sehen. Der Theorie nach beträgt die Phasenverschiebung für die entsprechenden Frequenzen, die bereits um 180° Phasenverschoben sein sollen, weiterhin durch C1, C2 und C3 ja schon bis zu 180°+3*45°=315°, und wir sind schon fast bei einer üblen Mitkopplung angelangt. Aber das kann ja irgendwie nicht sein, oder?
So, ist mal wieder was länger geworden. Aber man will ja verstehen, nicht (nur) kopieren. ;) Danke für's Lesen!
Gruß,
Alex
p.s.: Blencowes Herangehensweise über das sichere NFB-Endstufendesign mit dominant poles und zeros hab ich soweit schon verstanden denke ich, allerdings gehen diese Beispiele lediglich von den Phasenverschiebungen in der Open-Loop-Gain-Abteilung aus, also PI, Endröhren, AÜ. Seine Gegenkopplung hat in den Beispielen hingegen nur Pegeldämpfende, nicht aber Phasenverändernde Bauteile mit inbegriffen, was das ganze wirklich tricky macht, soweit ich das sagen kann...
pp.s.: Falls direkt jemand antworten möchte und gleichzeitig Fußballfan ist, evtl. den Wecker stellen ;)
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Salü,
6) Das ganze wird für mich umso wackeliger, wenn ich über die Phasenverschiebung durch einen Kondensator nachdenke, das hab ich auch noch nicht wirklich begriffen. Idealerweise soll das Gegenkopplungssignal ja genau dem normalen Eingangssignal entgegenwirken, d.h. um 180° phasenverschoben auf das Eingangssignal gegeben werden. (Im Falle des LTP mit seinen gegenphasig arbeitenden Eingängen soll das Gegenkopplungssignal für den zweiten Eingang gleichhasig sein)
Beträgt nun die Phasenverschiebung durch einen Kondensator für "alle Frequenzen" stets bis zu 45°, oder ist es viel mehr so, dass bei RC-Filtern die Phasen unter (bei Hochpass) bzw. über (bei Tiefpass) der jeweiligen Grenzfrequenz zunehmend gegen 45° verschoben sind? (Ich habe mich zu "Phasenverschiebung" und "Phasenverschiebungswinkel" im Buch "Grundlagen der Elektrotechnik" von Gert Hagmann umgesehen, doch die Erklärungen hier beziehen sich nicht wirklich auf "unser" Thema, und sind für mich daher nicht so verständlich übertragbar. )
Die Phasenverschiebung ist Frequenzabhängig. Ich hab dir unten mal das Bode-Diagramm des Phasengangs eines RC-Hochpasses angehängt.
Wenn das Signal entgegenwirken soll, darfst du es nicht um 180° drehen, sonst hast du eine Mitkopplung da die Phasenlage zwischen Eingang- und Feedbacksignal wieder gleich ist und das ganze schwingt fröhlich! (->bitte korregieren wenn ich hier Mist verzapft hab)
mfg sven
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Ich weiß nicht so recht, was mri das Diagramm sagen soll. Die Ordinate zeigt die Phasenverschiebung, die Abszisse die Frequenz? Und wie ist es dann beim Tiefpass?
Gibts noch Ideen zu den anderen Fragen? Wär super!
Danke und Gruß,
Alex
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Salü,
Ich weiß nicht so recht, was mri das Diagramm sagen soll. Die Ordinate zeigt die Phasenverschiebung, die Abszisse die Frequenz? Und wie ist es dann beim Tiefpass?
Du wolltest doch wissen ob die Phasenverschiebung mit der Frequenz konstant ist.
Beträgt nun die Phasenverschiebung durch einen Kondensator für "alle Frequenzen" stets bis zu 45°
Das Diagramm zeigt ja sehr schön das sie es nicht ist. Beim Tiefpass geht die Phasenverschiebung von 0° bis -90°. Die x-Achse ist die Frequenz geteilt durch die Grenzfrequenz (das ganze nicht mit f sondern mit der Kreisfrequenz omega w=2pi*f).
mfg sven
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Hi,
um das Verhalten des depth reglers zu verstehen empfiehlt es sich, ein paar Vereinfachungen anzunehmen und die Grenzwerte zu betrachten. Dies ist also keine exakte Rechnung, sondern hilft beim Verständnis.
Ich beziehe mich auf das Bild nfb.jpg
Annahmen
- der Presence Regler steht so, daß Pot 2 25k hat. Wir vernachlässigen in dieser Überlegung den Presence Pfad,da der Widerstandswert von Pot1 (25K) viel größer als der Widerstandswert von R2 (4,7K) ist
-der Pfad zum nichtinvertierenden Eingang über C3 ist hochohmig
Szenario 1:
- Der Depth Regler Pot 2 steht auf 0 Ohm, C1 ist somit überbrückt
- damit haben wir ein RC Glied aus C2 (100nf) und R1(39K)+R2(4,7K). Die Grenzfrequenz beträgt ~36 Hz. Wir greifen über den Spannungsteiler an R1/R2 an R1 ab und führen das Signal über C3 zum nichtinvertierenden Eingang als NFB, das heißt die Gegenkopplung wirkt bis zu tiefen Frequenzen (36 Hz)
Szenario 2:
- Der Depth Regler Pot 2 steht auf 1M Ohm, C1+C2 sind somit in Serie = 4,5 nF
Die Grenzfrequenz beträgt nun ca. 810 Hz, d.h. keine Gegenkopplung bei tiefen Frequenzen
Ich hoffe, die Überlegung hilft zum Verständnis.
Gruß Hans- Georg
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Hi,
dass die Presence-Reglung die Grenzfreqzenz verschiebt hatte ich auch schonmal überlegt. Dass R1 hier auch für die Berechnung der Hochpassfrequenz mit einbezogen werden muss, war mir so allerdings nicht klar, danke für den Hinweis. Sprich, es hätte durchaus Folgen auf die Schaltung, wenn man R1 direkt an den Speakertap setzen würde, da dann nur noch R2 in die Rechnung des Hochpasses mit einbezogen wird, oder?.
Das ganze klärt dann auch, warum ein 10uF-Elko für C2 unten rum so aufräumt im Sound (0,36Hz).
Die Sache mit der frequenzabhängigen Phasenverschiebung habe ich allerdings immernoch nicht verstanden. Machen die velen Kondensatoren die Gegenkopplung nicht höchst wackelig in ihrem letztendlichen Effekt?
Gruß,
Alex
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Hi ,
- deiner Überlegung zu R1 stimme ich zu
- zu den Phasenverschiebungen und möglicher Schwingneigung : Ein Oszillator mit RC Gliedern entsteht dann, wenn die Gesamtphasenverschiebung Ausgang zum Eingang 180 Grad überschreiten kann,
also z.B. 3 RC Hochpässe in Serie wie bei üblichen Tremoloschaltungen.
Dies ist hier nicht gegeben: (C2+C1) Hochpass, C4 Tiefpass, C3 Hochpass
Gruß Hans- Georg
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Hallo,
Nochmal zu R1. Entweder habe ich etwas falsch verstanden, oder es wurde nicht ganz richtig dargestellt.
Mal abgesehen davon, dass ich gerade auf 3,6 statt 36 Hz komme - darum geht es mir aber nicht.
EDIT: Ähem: Nullstellen beachtet und auch auf 36 gekommen. Hat aber mit dem folgenden nichts
zu tun.
C1, C4 und die Potis sind nachfolgend nicht berücksichtigt. Es geht nur um die Stelle C2 - R1 - R2.
C2 ist ja ein frequenzabhängiger Widerstand. Wenn man für eine bestimmte Frequenz die
Spannung, die am Knoten (R1 und R2) anliegt ermitteln will, muss man die Spannungsteilerregel
anwenden mit:
U= R2 / (R2 + R1 + (R von C1) )
In der obigen Darstellung hört es sich für mich aber an, als wäre das Konstrukt so gedacht:
U= (R2 + R1) / (R2 + R1 + (R von C1) )
Also kurz gesagt: Die obige Rechnung gilt für die Verbindung von R1 und C2, uns geht es
doch aber um Knoten (R1 und R2). Dass heißt, wenn man sich C2 - R1 - R2 als Spannungsteiler
vorstellt, wurde R1 der unteren Hälfte zugerechnet, müsste aber der oberen zugerechnet werden.
Deshalb war Alex' Verwirrung bezüglich R1 ganz berechtigt.
Grüße,
Peter
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Hi,
ich habe meine Überlegung wohl etwas unsauber dargestellt.
mein Ausgangspunkt: die Kette C2 - R1 - R2 reine Serienschaltung (Hochpaß), R2 an Masse, C2 an Spannungsquelle
- durch alle fließt der gleiche Strom
- der 3 db Punkt des Stroms (Grenzfrequenz) ergibt sich aus f = 1/(2*3,14*(R1+R2)*C2), im Beispiel 36Hz
- Grenzfrequenz der durch den Strom erzeugten Spannung ist die gleiche an der Stelle R1+R2 wie an R2 alleine
- an R2 ist die Spannung kleiner als an R1+R2 entsprechend der dazugehörigen Spannungsteilerregel
Gruß Hans- Georg
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Hallo Hans-Georg,
genauso hatte ich dich auch verstanden. Was ich aber irgendwie nicht richtig glaube/begreife ist:
- Grenzfrequenz der durch den Strom erzeugten Spannung ist die gleiche an der Stelle R1+R2 wie an R2 alleine
Ich habe als Bild mal ne Beispielrechnung angehängt, die eigentlich das Gegenteil beweist.
Ich habe hier einfach mal den Widerstand für C2 bei einer Frequenz von 400Hz mit 4K angegeben,
was natürlich frei gewählt ist, aber das Prinzip nicht beeinflusst.
Es zeigt sich, dass es nicht egal ist, an welchem Punkt man die Spannung abgreift.
Oder habe ich was falsch gemacht/gedacht?
Grüße, Peter
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Ok, ok,
ich gebe mich geschlagen. ;D
Ich habe ja eigentlich mit dem Beispiel nur das hier gezeigt: ::)
- an R2 ist die Spannung kleiner als an R1+R2 entsprechend der dazugehörigen Spannungsteilerregel
Knoten im Kopf. Fazit: Man kann den 39K auch vorschieben, muss aber dann C2 erhöhen, damit
der Hochpass mit R2 nicht zu hoch wird.
Gruß, Peter
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Hej Peter,
genau dein Knoten war auch in meinem Kopf. ;) Also im Prinzip die Frage, ob dieser 39k-Widerling jetzt konstitutiv die erreichte Grenzfrequzenz, oder eben nur deren Amplitude (als Spannungsteiler) beeinflusst. Ich gebe zu, so richtig klar ist mir jetzt auch nicht, wieso das so ist. Ich hab mir bei Wikipedia einfach das Diagramm mit Eingangsspannung und Ausgangsspannung angeschaut und versucht, mir eben den R als simplen Spannungsteiler vorzustellen, um das so mehr oder weniger intuitiv akzeptieren zu können. :-[
Würde man den 39K nach vorne ziehen, bräuchte man nach meiner Rechnung übrigens einen C2 von 941nF=1uF für eine ähnliche Performance, kommt das in etwa hin?
Gruß,
Alex
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Hi Alex,
es gibt eine wichtigen Grund, den R1 (39K) dort zu belassen, wo er ist:
Der Presence Regler sitzt parallel zu R2 (wenn Poti = 0 Ohm) hat der Tiefpaß aus C4/R2 abgeschätzt eine Grenzfrequenz von 340 Hz. Bei höheren Frequenzen wird R2 praktisch "kurzgeschlossen". Der Hochpaß des Depthreglers ändert sich nur gering, da R gesamt=R1+R2 sich nur von 43,7K auf 39K ändert. Tauscht du aber C2 und R1, sind C1 und C4 in Serie und du greifst zwischen den C's die Spannung ab. Die Schaltung wird sich dann völlig anders verhalten.
Aus meiner Erfahrung ist es auch kein Problem, daß ein Kabel mit der LS Spannung durch den Verstärker zu führen, halt nur nicht an der Eingangsstufe vorbei :-). Bei einem 100Watt Verstärker mit 8 Ohm Ausgang sind es gerademal 80 V peak to peak. Diese Spannung hast du locker in einem Overdrive Channel nach der 2.Röhrenstufe. Zur Sicherheit nimm gegenenfalls ein abgeschirmtes Kabel.
Gruß Hans- Georg
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Nabend Hans-Georg,
du hast natürlich Recht, bezieht man das Presence-Poti in möglicher 0-Ohm-Stellung wieder mit ein, hat der 39k wieder eine Funktion dazu, da hab ich nicht aufgepasst.
Aber ist denn das NFB-Kabel wirklich so unkritisch? Der Swing ist vielleicht nicht so groß (ich hatte irgendwas von um die 40V@16Ohm im Kopf, wieder was zum nachforschen) wie an mancher Stelle des Preamps, aber soweit ich weiß entstehen doch die störenden elektromagnetischen Felder dort, wo viel Strom fließt. Nach meinem bisherigen Kenntnisstand konnte ich das nicht ausschließen, daher war ich mir da unsicher mit der Leitung. Doch wo die Frage um die ungefähren Grenzfrequenzen besprochen wurde (und ich mich entscheiden könnte, was genau für eine Endstufe es nun werden soll...), kann ich mich demnächst schonmal ans grobe, aber konkretere Rechnen setzen. Vielleicht dokumentiere ich die einzelnen Schritte dann mal hier, so kann man den Praxisbezug der ursprünglichen Fragen vielleicht besser mit nachvollziehen.
Danke für die Antworten und Gruß, :)
Alex
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Hallo Alex,
warum Gedanken über etwas machen, was ohne Probleme funktioniert?
Das NFB-Kabel ist sehr unkritisch solange Du genug Abstand von den Bauteilen der Vorstufe hälst. Strom fließt da ohnehin kaum einer, lediglich das was über den NFB-Widerstand nach Masse fließt und das ist im mA-Bereich. Die hohen Ströme fließen durch den AÜ und den Lautsprecher, das NFB wird nur dort angezapft.
Wenn Du die NFB-Leitung entlang der hinteren Chassis-Kante führst und dann am besten irgendwo am Netzteil vorbei an die Frontplatte ist das völlig unkritisch.
Viele Grüße,
Marc
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Hallo an Alle,
ich bin gerade auch am experimentieren mit dem NFB und dem ganzen Depth-Zirkus. Und leider muss ich bekennen, dass der 100nF meiner Meinung nach überhaupt keinen Sinn macht. Das sagt zumindest die Simulation mit Pspice. Man bekommt durch die 100nF einen Peak bei 23Hz. Den 4.7n regelt man über das 1M-Poti langsam rein oder raus. D.h. zwischen kompletter Reihenschaltung 100n und 4.7n und nur 100n.
- Warum soll man mit dem 100n die NFB bei 23Hz verringern und damit bei 23Hz anheben?
- 4.7n machen eventuell nicht viel Sinn, da auch bis in den Mittenbereich bis 600Hz geboostet wird.
- ohne 100n und mit 6.8n finde ich, dass wirklich Depth dazu kommt, d.h. Bässe (Bild 2).
Gruß,
Max
PS: und wieso ist Presence ab 300Hz ausgelegt (SLO100). Da hebe ich doch alles außer Bässen und Tiefmitten an?
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Hi Onno,
der 100n hält nur Gleichspannungsanteile von der Kathode des PI vom LS weg.
Den kannst du auch riesig groß machen, sodass der Peak in den Subhörbaren Bereich geht.
Grüße,
Swen
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Der Schinkn war schneller...
Der 100n wird gerne z.B. durch einen 10uF bipolar ersetzt (Peavey). Soweit ich das kapiert hab, kannst du durch den C davor (4n7, 6n8 usw...) dann die "Regelweite" der Grenzfrequenz bestimmen, also, bis wohin die Gegenkopplung abgeschwächt wird.
Gruß,
Alex
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Hallo Swen,
das macht ein Kondensator wirklich, aber trotzdem gibt es ihn in keinem NFB-Pfad ohne Depth-Zirkus. Versaut man sich damit nicht nur den Regelweg des Depth-Reglers? Bzw. verbrät Leistung in Frequenzbereichen, welche gar nicht wiedergegeben werden? Der NFB-Widerstand und der Lautsprecher bilden einen Spannungsteiler, im ungünstigen Fall mit 33k zu 16Ohm, also das kann einfach nicht der Grund sein.
Gruß,
Max
PS: @Alex: die Regelweite bestimmt der 4,7n, oder der 6,8n, schau dir mal meine Simulationen an. - Sorry, das hast du ja auch geschrieben ;-).
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Hi,
man kann ihn auch einfach komplett weglassen, wenn einen dann das leichte Kratzen (DC) des Depth- Pots nicht stört.
Gruß
Jacob
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Hallo Jacob,
da hast du wahrscheinlich Recht, bei einem "normalen" LTP-PI an der Kathode ca. 50Vdc ab. Beim SLO100 (als Bsp., da am Anfang des Threads zitiert) sind das über den Spannungsteiler im PI-Kathodenzweig (470Ohm+10k zu 4k7) noch ca. 22Vdc, welche in den Feedback-loop eingespeißt werden können. Da das 1M Poti groß gegen die 39k ist fällt beim regeln diese Spannung über dem Poti ab und es "kratzt".
Jetzt bin ich zufrieden!
Gruß,
Max
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Hi Max,
bei der Presenceregelung via dem 5K Presence- Pot alter Marshalls ist das genau so.
Da stört das Kratzen eigentlich niemanden, der über das "Weshalb" Bescheid weiss.
Dafür kann man dann aber auch den 100n Presence- Kondensator zu 100% komplett aus dem GK- Pfad rausnehmen.
Gruß
Jacob
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Hallo an alle,
ich habe nochmal ein Frage an die Tüftler unter euch und hoffe, dass mir in diesem alten Thread die geballte Kompetenz antworten kann. Da ich momentan einen "Umbau" eines Linnemanns 22xx plane, welcher mit einem Ü-JTM45 und EL34 (richtig gelesen ;-)) ausgestattet ist bin ich am Grübeln über das NFB. Das betrifft aber genauso meinen SLO100-50W-clone, welcher mir recht dumpf erscheint.
Problem: Der Ü-JTM45 hat 6k6, für EL34 will ich aber 3k4. Das geht auch mit dem 6k6-AÜ! Da ein 6k6-AÜ ein Übertragungsverhältnis von Ü_6k6_16Ohm ca. 20,5 und Ü_6k6_8Ohm ca. 28,5 und ein EL34 Übertrager von Ü_3k4_16 ca. 14.5 und Ü_3k4_8 ca. 20.5 hat reicht es eine 8Ohm-Box an den 16Ohm-tap des 6k6-AÜ zu hängen, da 8*20,5*20,5 ca. 3k4. Voila, schon hat man die richtige Loadline für EL34.
AAAAAAAAAAber was macht das NFB? Das hängt am 16Ohm-tap. D.h. die Spannung wird mit dem Ü_6k6_16 ca. 20,5 und nicht, wie sie sollte, mit Ü_3k4_16 ca. 14,5 transformiert. Einen 32Ohm-tap hat der 6k6-AÜ nicht also muss man an den NFB-Widerstand ran, weil so das NFB zu klein ist (um einen Faktor Wurzel 2).
Also müsste ich eigentlich den NFB-Widerstand um ca. einen Faktor Wurzel 2 kleiner machen um den anderen Faktor Wurzel 2 auszugleichen (stimmt nicht ganz laut Aiken).
Liege ich da richtig mit meiner Überlegung?
Gruß und vielen Dank,
Max
PS: Das würde ja auch für alle Projekte gelten, die eine möglichst soundkonsistent eine 100W-Topologie in eine 50W-Topologie (zu 100W doppelte AÜ-Impedanz) übersetzen wollen, oder?
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Hi Max,
die Gedanken sind richtig.
Grüße,
Swen